Måling av forsinkelsen av tidsintervallene til pulsformeren. Metoder for å måle perioden og tidsintervallene

Send ditt gode arbeid i kunnskapsbasen er enkelt. Bruk skjemaet nedenfor

Studenter, hovedfagsstudenter, unge forskere som bruker kunnskapsbasen i studiene og arbeidet vil være deg veldig takknemlig.

postet på http://www.allbest.ru/

Kursarbeid

om dette emnet: " Design ogmålerJegtidsintervall»

Fullført av: Pashko A.N.

gruppe ES-52

Sjekket: Protasova T.A.

FRAinnhold

Introduksjon

1. Metoder for måling av tidsintervaller

2. Utvikling av strukturelle og funksjonelle diagrammer av enheten

3. Utvikling kretsskjemaer s enheter

3.1 Valg elementbase

3.2 Designe sporkantskjemaer

3.3 Generatordesign

3.4 Utforming av frekvensdelere

3.5 Syntese av subtraktiv BCD-teller med tellerekkefølge 8421+6 på D-flip-flops

3.6 Skjermenhetsdesign

3.6.1 Syntese av kodekonverteren

3.6.2 Syntese av et parallellregister med enfaset datamottak

3.7 Designe en parallell-til-seriell-omformer

3.8 Utforming av kontrollenheten

3.8.1 Syntese av en teller med en konverteringsfaktor på 16

3.8.2 Utvikling av en tilbakestillingsordning

3.8.3 Forsinkelseslinjedesign

Konklusjon

Bibliografi

Introduksjon

Digitale kretser er en gren av vitenskap, teknologi og produksjon som er assosiert med utvikling, forskning, design og produksjon av elektroniske systemer, hvor transformasjon og behandling av informasjon skjer i henhold til loven om en diskret funksjon. Den industrielle utviklingen av digitale kretser har to retninger: energi (kraft), assosiert med konvertering av likestrøm og vekselstrøm for behovene til metallurgi, elektrisk trekkraft, elektrisk kraftindustri og informasjon, som inkluderer lyd- og videoutstyr, telekommunikasjon, måling , kontroll og regulering av teknologiske produksjonsprosesser Vitenskapelig forskning på det tekniske og humanitære området.

Utveksling av informasjon i elektroniske systemer utføres ved hjelp av signaler. Signalbærere kan være forskjellige fysiske størrelser - strømmer, spenninger, magnetiske tilstander, lysbølger. Tildel analoge (kontinuerlige) og diskrete signaler.

Diskrete signaler er lettere å lagre og behandle, de er mindre utsatt for forvrengning. Slike forvrengninger er lettere å identifisere og korrigere. Derfor brukes diskrete signaler oftere i praksis enn kontinuerlige. Det finnes to typer diskrete signaler. Den første ble oppnådd i løpet av samplingstiden etter nivåer eller i løpet av tiden for kontinuerlige signaler; den andre - i form av et sett med kodekombinasjoner av tegn, tall eller ord.

Transformasjonen av et kontinuerlig informasjonssett med analoge signaler til et diskret sett kalles sampling. Den andre innleveringen i form av kodekombinasjoner av ord er mer universell og vanlig. Det brukes til å kode menneskelig tale på papir, i matematikk, i digital elektronikk.

Det er sannsynlig at digital elektronikk i nær fremtid vil ta en monopolposisjon i markedet for elektroniske systemer og enheter. I dag har digitale personlige datamaskiner og kontrollere praktisk talt erstattet analoge elektroniske datamaskiner. Det samme skjer med radiokommunikasjon, kringkasting og fjernsynsutstyr (TV-er, radioer, videoopptakere, lydopptak, fotoutstyr).

I prinsippet vil ikke digital teknologi helt kunne erstatte analog teknologi, fordi de fysiske prosessene som det elektroniske systemet mottar informasjon fra er av analog karakter; i dette tilfellet trengs digital-til-analog og analog-til-digital enheter ved inngang og utgang.

Digitale kretser er en gren av vitenskap, teknologi og produksjon som er knyttet til utvikling, forskning, design og produksjon av elektroniske systemer, hvor transformasjon og behandling av informasjon utføres i henhold til loven om en diskret funksjon. Den industrielle utviklingen av digitale kretser har to retninger: energi (kraft), assosiert med konvertering av likestrøm og vekselstrøm for behovene til metallurgi, elektrisk trekkraft, elektrisk kraftindustri og informasjon, som eier lyd- og videoutstyr, telekommunikasjon, måling , kontroll og regulering av teknologiske prosesser for vitenskapelig produksjon, forskning innen tekniske og humanitære felt.

Et digitalt måleapparat er et måleinstrument der verdien av det målte fysisk mengde er automatisk representert som et tall indusert på en digital leseenhet, eller som et sett med diskrete signaler - en kode.

1 . Metoder for å måle tidsintervaller

Det er følgende metoder for elektronisk måling av tidsintervaller i henhold til metoden for å vise informasjon:

Oscilloskop;

Digital.

Digitale metoder for å måle tidsintervaller inkluderer:

Sekvensiell tellemetode;

Forsinket kampmetode;

Nonius-metoden;

Metoder med mellomkonvertering.

Vurder egenskapene til hver av de listede målemetodene.

Essens sekvensiell tellemetode består i å presentere det målte intervallet fmeas som en sekvens av et visst antall pulser som følger etter hverandre med et visst tidsintervall fo. Ved antall pulser i denne sekvensen, kalt kvantisering, bedømme varigheten av intervallet. Antallet pulser i kvantiseringssekvensen er en digital kode for tidsintervallet f meas. Figur 1.1 viser tidsdiagrammet for den sekvensielle tellemetoden.

Figur 1.1 - Tidsdiagram for sekvensiell tellemetode

a) pulser av kvantiseringssekvensen;

b) impulser som bestemmer begynnelsen og slutten av det målte tidsintervallet;

c) kontrollimpuls;

d) pulser ved inngangen til velgeren

En enhet som implementerer denne metoden kalles en seriell tellekonverter. Funksjonsdiagrammet for enheten er vist i figur 1.2. Algoritmen for arbeidet er som følger. Tidsvelgeren mottar pulser fra kvantiseringssekvensgeneratoren. Tidsvelgeren styres av en rektangulær puls, hvis varighet er lik det målte intervallet f meas. Styrepulsen genereres av formasjonsenheten.

Figur 1.2 - Funksjonsdiagram av sekvensiell telleomformer

I nærvær av en kontrollpuls passerer pulsene til kvantiseringssekvensen gjennom velgeren, som deretter registreres av telleren.

Ulempen med metoden er mangelen på nøyaktighet i mange tilfeller. For å forbedre nøyaktigheten er det nødvendig å redusere intervallet f om eller på en eller annen måte ta hensyn til intervallene Df 1 og Df 2 . Å redusere intervallet f o krever en økning i hastigheten på omberegningsordninger, noe som er vanskelig å implementere. Intervallet Df 1 kan reduseres til null hvis du synkroniserer pulsene til kvantiseringssekvensen med startpulsen. For å ta hensyn til intervallet Df 2 finnes det ulike metoder.

Nonius-metoden. Nonius-metoden funnet bred applikasjon i teknikken for å måle tidsintervaller, både som et middel for å redusere feilen til sekvensiell telleomformere, og som en uavhengig metode for å konstruere noen måleenheter.

Figur 1.3 viser et funksjonsdiagram av en tidsintervallmåler med en verniermetode for å redusere feilen Df 2 og med synkronisering av startpulsen (Df 1 = 0).

Figur 1.3 - Funksjonsdiagram av vernier-tidsintervallmåleren

Ordningen fungerer som følger. Pulsene fra kvantiseringssekvensgeneratoren mates til inngangene til koinsidenskretsene og til inngangen til frekvensdeleren. Frekvensdeleren genererer pulser som er synkrone med kvantiseringssekvensen og tjener til å utløse enhetene som studeres. Samtidig åpner delepulsene sammenfallskretsen, hvis utgangspulser registreres av en grovteller.

Vernier-pulsgeneratoren utløses av en stopppuls. Pulsene den genererer med en periode

f i \u003d (n-1) / n,

hvor n er et heltall, kommer til den andre inngangen til koinsidenskretsen og blir samtidig registrert av den eksakte telleren.

Etter en viss tidsperiode, avhengig av varigheten av seksjonen f 0 - Df 2 , vil pulsene til kvantiserings- og verniersekvensene falle sammen. Sammenfallskretspulsen blokkerer vernier-pulsgeneratoren. Det er åpenbart at antall pulser registrert av telleren er proporsjonal med varigheten av seksjonen f0-Df2.

Det målte intervallet fmeas kan uttrykkes som

Ф måler \u003d (N-N n) f 0 + N n Df n, (1.1)

hvor N er avlesningen av grovtelleren;

N n - indikasjoner på den nøyaktige telleren;

Df n - vernier trinn lik f 0 /n.

Dermed gjør vernier-metoden det mulig å redusere den absolutte målefeilen til verdien f 0 /n. I dette tilfellet kan verdien av n nå ganske store verdier (flere tiere og til og med hundrevis), som bestemmer den brede distribusjonen av metoden.

Bruken av vernier-metoden for store verdier på n stiller en rekke krav til kretsnodene, hvorav de viktigste er:

høyfrekvent stabilitet av vernier-sekvensen;

høy stabilitet av pulsparametere for begge sekvenser;

høyoppløselige tilfeldighetskretser.

En vesentlig ulempe med vernier-metoden er ulempen med å lese måleresultatene fra flere resultattavler med påfølgende beregninger.

Til metoder med mellomkonvertering inkludere tog tidsskalakonverteringsmetoden.

Tidsamplitudekonverteringsmetode brukes til å gjøre rede for seksjonen Df 2 i sekvenstellingsomformeren. Figur 1.4 viser funksjonsdiagrammet til måleapparatet.

Enhetsoperasjonsalgoritmen er som følger. Pulsene til kvantiseringssekvensen fra generatoren mates til de første inngangene til koinsidenskretsene 1 og 2, som styres av en trigger gjennom de andre inngangene.

Når startpulsen kommer, vipper vippen, åpner koinsidenskrets 2 og lukker koinsidenskrets 1. Grovtidskretsen, bestående av koinsidenskrets 2 og en teller, begynner å fungere.

Figur 1.4 - Funksjonsdiagram av tidsintervallmåleren i henhold tiln

Stopppulsen returnerer utløseren til sin opprinnelige posisjon, tilfeldighetskrets 2 lukkes og tilfeldighetskrets 1 åpnes. Stopppulsen går samtidig inn i tid-til-amplitude-omformeren og starter den. Den første pulsen fra utgangen til koinsidenskretsen 1 stopper omformeren. I dette tilfellet vises en puls ved utgangen til omformeren, hvis amplitude er proporsjonal med varigheten av intervallet mellom to pulser - stoppet og den første pulsen fra utgangen til sammenfallskretsen 1, dvs. proporsjonal med seksjon Df 2. Som en tid-til-amplitude-omformer brukes oftest en lineær generator. sagtann spenning, styrt av to impulser - start og stopp.

Deretter mates pulsen fra utgangen til omformeren til inngangen til n-kanals amplitudeanalysatoren. I det enkleste tilfellet kan amplitudeanalysatoren lages i form av n integrerte diskriminatorer koblet parallelt med diskrimineringsterskler like langt fra hverandre. Avhengig av amplituden til pulsen ved utgangen av omformeren, vil utgangen fra analysatoren være et signal av en eller annen type (signaltypen avhenger av typen analysator som brukes), bærer informasjon om varigheten av intervallet Df 2 . Dette signalet mates til dekodings- og visningsenheten.

Tidsskala konverteringsmetode består i at varigheten av det målte intervallet f meas konverteres til en puls med en varighet kf meas, som måles ved hjelp av en seriell telleomformer. Vanligvis utføres tidsskalakonvertering i to trinn. Den første av dem består i transformasjonen av tidsamplitudetypen, den andre - i transformasjonen av amplitude-tidstypen. Figur 1.5 viser et generelt funksjonsdiagram av måleapparatet. Start- og stopppulsene, intervallet fmeas du ønsker å måle mellom, mates til tidsskalaomformeren. Pulsen ved utgangen til omformeren, som har en varighet kf meas, styrer koinsidenskretsen, som under virkningen av denne pulsen sender kvantiseringspulser fra generatoren til telleren. Derfor er generatoren, tilfeldighetskretsen og telleren en sekvensiell telleomformer, ved hjelp av hvilken målingen av intervallet kf måler.

Figur 1.5 - Funksjonsdiagram av tidsintervallmåleren i henhold til tidsskalakonverteringsmetoden

For det målte intervallet kan vi skrive

f meas =Nf 0 /k,

hvor N er antall pulser registrert av telleren.

Fremgangsmåten under vurdering gjør det således mulig å måle små tidsintervaller uten å ty til høyhastighets skaleringskretser.

Feilen til tidsskalakonverteringsmetoden bestemmes hovedsakelig av verdien og konstansen til konverteringsfaktoren k.

2 . Utvikling av strukturelle og funksjonelle diagrammer av enheten

intervall tid måling detektor

Blokkskjemaet til den utformede enheten inkluderer følgende elementer:

Pulsformer (FI) - genererer et kontrollsignal som lar deg begynne å telle når forkanten til den målte pulsen kommer. Slutter å telle når den fallende flanken til den målte pulsen kommer.

Klokkegenerator (TG) - genererer høyfrekvente pulser som er nødvendige for å måle tidsintervallet, samt pulser som er nødvendige for å sikre driften av kodeomformeren som overfører informasjon til kommunikasjonskanalen.

Clock counting circuit (SPI) - teller antall pulser som passer i det målte tidsintervallet.

Kontrollenhet (CU) - er nødvendig for å koordinere driften av alle noder på enheten i tide.

Visningsblokk (BO) - nødvendig for å vise måleresultatet.

Parallell-til-seriekodeomformer (PPC) - konverterer koden for overføring til kommunikasjonskanalen.

Figur 2.1 viser strukturordning digital måleenhet, inkludert elementene beskrevet ovenfor.

Figur 2.1 - Strukturdiagram av den utformede enheten

Blokkskjemaet til enheten består av en FI-blokk, som genererer signaler ved ankomsten av forkanten til den målte pulsen, og ved ankomsten av bakkanten. Signalet som genereres når den stigende flanken ankommer tillater passasje av klokkepulser fra TG til SPI, som, når klokkepulser ankommer fra TG, utfører en telling. Når en bakkant kommer, slutter pulsene fra TG å komme til SPI, og tellingen stopper. Den binære kombinasjonen ved utgangen av SPI, i henhold til aktiveringssignalet til BU, går inn i inngangene til BO og PPC. Videre vises måleresultatet i BO, og i PPC-kretsen konverteres den binære kombinasjonen fra en parallellkode til en seriell, for videre passasje til kommunikasjonskanalen.

La oss bygge et funksjonelt diagram av måleenheten.

Pulsformer - generer signaler som bestemmer begynnelsen og slutten av det målte tidsintervallet. Den inkluderer detektorer for fronten (danner et signal som bestemmer begynnelsen av pulsen) og den bakre (signalet for slutten av pulsen) foran.

Fra frontdetektorene faller pulsene på avtrekkeren, ved hjelp av hvilken det nødvendige tidsintervallet tildeles.

Konjunktoren lar deg aktivere eller deaktivere passasjen av klokkepulser generert av generatoren.

Teller kreves for å telle pulser. For å redusere antall elementer i konstruksjonen av en tidsintervallmåler, vil vi bruke en binær-desimalteller, som fungerer i samsvar med utvekslingskoden med prosesseringsenheten, som teller for å telle klokkesignaler.

En slik teller vil inneholde sekvensielt inkluderte ettsifrede BCD-tellere. Antallet binære sifre i telleren bestemmes av formelen:

Lagringsregister - lagrer informasjon som kommer fra pulstelleren, og lar deg også unngå flimring mens du viser telleresultatet på indikatoren. Dette skyldes at avlesning av informasjon fra registeret kun utføres ved slutten av tellingen ved telleren.

En kodekonverter som konverterer informasjon som kommer fra et lagringsregister til et format som er praktisk for desimalindikatordrift. Etter betingelse kommer en kode som 8421+6 fra telleren.

Digital desimalindikator. La oss bestemme kapasiteten til indikatorenheten ved hjelp av formelen:

hvor D maks- den maksimale verdien av den målte mengden, DD- målenøyaktighet.

Generator - genererer rektangulære pulser med en gitt frekvens, nødvendig for å telle pulser og overføre data. Verket bruker en frekvensgenerator og to frekvensdelere med 3 og 50, ved hvis utganger klokkefrekvensene er henholdsvis lik Hz og Hz.

Konverter av parallell kode til seriell. For å implementere kodekonverteren i arbeidet brukes et register med parallell inngang og seriell utgang av informasjon.

Kapasiteten til et register med parallell inngang og seriell utdata av informasjon bestemmes basert på det faktum at det kreves 4 bits for å vise hvert desimalsiffer:

Kontrollskjemaet sikrer koordinering i driftstidspunkt for alle enhetene til enheten. Styrer overføringen av informasjon fra lagringsregisteret til indikatoren og til kommunikasjonskanalen.

Figur 2.3 viser et funksjonsdiagram av den konstruerte pulstellingsanordningen, som fungerer i henhold til følgende prinsipp: i det første tidsøyeblikket tilføres signalet til inngangen til DFT, som genererer en puls som kommer til inngangen S til triggeren T, setter sin utgang Q til en enkelt tilstand, og gir dermed en kontinuerlig tilførsel av et signal til det logiske elementet OG, til den andre inngangen som et signal tilføres fra frekvensdeleren f/3. Når utgangen Q fra utløseren T er et høynivåsignal, sendes klokkepulsene fra generatoren til telleren. Hvis bakkanten av pulsen kommer til inngangen, genererer DPF et signal som går inn i inngangen R på triggeren T og tilbakestiller den, mens utgangen Q er satt til et lavt signalnivå, og en logisk "0" vises ved inngangen til OG-elementet, som ikke hopper over passasjen av pulser fra generatoren - telleren vil slutte å telle.

Ved ankomst av en puls om bakkanten av signalet, slås CU-kretsen på, som genererer et signal om tillatelse til å skrive til lagringsregisteret og skiftregisteret for å sende ut data fra dem til indikatorene og til kommunikasjonskanalen , henholdsvis. Etter det overfører CU elementene til enheten til den opprinnelige tilstanden (dvs. tilbakestilles) for å fortsette å måle varigheten av andre pulser.

Figur 2.2 viser et blokkskjema over enhetens operasjonsalgoritme.

Figur 2.2 - Blokkdiagram av enhetens operasjonsalgoritme

Enheten for å måle tidsintervaller fungerer i henhold til følgende algoritme.

Når forkanten av signalet kommer til inngangen til enheten, slås generatoren på, som gjennom deleren f/3 genererer pulser med en frekvens f 1 = 10000 Hz, og gir et klokkesignal for å slå på telleren, som teller antall pulser før bakkanten av signalet kommer. Hvis telleren renner over, slås en annen teller på, og den forrige gir resultatet av tellingen, som skrives til lagringsregisteret for visning på indikatoren, og til det parallell-serielle registeret for overføring videre til kommunikasjonskanalen . Hvis det oppstår et overløp på den første telleren, slås den andre telleren på, hvis det oppstår et overløp på den, slås den tredje telleren på, hvis det oppstår et overløp på den tredje telleren, lyser en feilindikator. Når signalet slutter å komme til inngangen, blir ikke klokkepulsene fra generatoren matet til telleren og kontrollkretsen - telleren beholder sin verdi til neste signal kommer.

Figur 2.3 - Funksjonsdiagram av enheten

3 . Utvikling av et kretsskjema for enheten

3.1 Valg av elementbase

For å bygge en enhet for å måle tidsintervallet, er det nødvendig å velge en serie mikrokretser som alle blokkene til enheten skal implementeres på.

Valget bør gjøres blant hovedtypene av logikk: TTL, ESL, MOS. Når det gjelder støyimmunitet, er mikrokretser i TTL-serien best egnet. ESL-mikrokretser har utilstrekkelig støyimmunitet, og MOS-mikrokretser har overdreven støyimmunitet, og deres bruk er berettiget i enheter hvis blokker er utsatt for betydelig interferens. Tidsintervallmåleren er ikke en slik enhet. I tillegg er den utformede enheten designet for å måle varigheten av positive pulser, og ESL-mikrokretser er negative logiske mikrokretser, og for deres anvendelse er det nødvendig å bruke en nivåomformer, noe som kompliserer utformingen av enheten noe.

Som et resultat av å sammenligne hovedserien med TTL-logiske mikrokretser, ble KR1533-serien valgt, som har følgende hovedparametere gitt i tabell 3.1.

Tabell 3.1 - Hovedparametre for mikrokretser i KR1533-serien

Parameter	Betydning






Rpot, mW

Fra tabell 3.1 kan vi konkludere med at mikrokretsene i KR1533-serien har tilstrekkelig hastighet, støyimmunitet, forgreningsfaktor og tilstrekkelig lavt strømforbruk for den utformede enheten. I tillegg er den funksjonelle sammensetningen av mikrokretser i denne serien ganske bred, noe som også er viktig i praktiske applikasjoner.

Bruk av mikrokretser av andre TTL-serier sammen med utvalgte serier av mikrokretser er også mulig uten bruk av signalnivåomformere.

3.2 Designe sporkantskjemaer

For å kontrollere øyeblikkene for begynnelsen og slutten av tellepulser fra en klokkegenerator, trenger du en enhet som genererer henholdsvis pulsene for begynnelsen og slutten av tellingen. Når man måler tidsintervallene til pulser, er slike enheter kantdetektorer. I henhold til oppgaven for kursarbeidet er det nødvendig å designe en enhet for å måle varigheten av impulser. Med dette i tankene, for å generere en tellestartpuls, er det nødvendig å bruke en forkantdetektor, og for å generere en tellesluttpuls må en bakkantdetektor brukes.

Det er mange ordninger for detektorer av for- og bakkant. Alle har sine fordeler og ulemper. I denne enheten er det tilrådelig å bruke detektorkretsen på logiske elementer. Denne ordningen er den enkleste på grunn av mangelen på chipbindingselementer. Typisk opplegg stigende kantdetektor er vist i figur 3.1

Figur 3.1 - Forkantdetektor

Prinsippet for drift av kretsen er forklart av tidsdiagrammet i figur 3.2.

Figur 3.2 - Tidsdiagram for stigende kantdetektor

Som det kan sees fra tidsdiagrammet, vises pulsen ved utgangen av kretsen i det øyeblikket forkanten av inngangspulsen vises og varer i noen tid. Varigheten av utgangspulsen bestemmes av forsinkelsestiden til de logiske elementene som er inkludert i detektoren. Varigheten av utgangspulsen må være tilstrekkelig for en klar operasjon av triggeren som styrer starten og slutten av generatorpulstellingen. For sikker utløserdrift er det nødvendig at betingelse 3.1 er oppfylt.

Som en RS-flip-flop bruker vi KR1533TR2 mikrokrets, hvis responstid ikke overstiger 26 ns. Varigheten av utgangspulsen til forkantdetektoren vil være:

hvor n er antallet logiske elementer inkludert i detektoren;

t ZDR - logikkelement for tidsforsinkelse.

Minste nødvendige pulsbredde for denne utløseren er:

For å bygge en stigende kantdetektor bruker vi KR1533LA3-brikken som inneholder 4 2-NAND logiske elementer med en gjennomsnittlig forsinkelsestid på 8 ns. I dette tilfellet er pulsvarigheten:

For å øke varigheten av utgangspulsen til forkantdetektoren til den nødvendige verdien, er det nødvendig å bruke fire seriekoblede omformere laget på KR1533LA3 mikrokrets. Forkantdetektorkretsen i dette tilfellet vil ha formen vist i figur 3.3.

Figur 3.3 - Skjema av forkantdetektoren

En typisk bakkantdetektorkrets har formen vist i figur 3.4.

Figur 3.4 - Bakkantdetektor

Et tidsdiagram som forklarer prinsippet for drift av bakkantdetektoren er vist i figur 3.5.

Figur 3.5 - tidsdiagram av bakkantdetektoren

For å bygge en bakkantdetektor bruker vi KR1533LE1-brikken som inneholder 4 2-ELLER-NOT-logiske elementer med en gjennomsnittlig forsinkelsestid på 11 ns. I dette tilfellet er pulsvarigheten:

Den resulterende varigheten av utgangspulsen er mindre enn minimumskravet (3.3). For å oppnå en utgangspulsvarighet som ikke er mindre enn minimum, er det nødvendig å inkludere 4 logiske elementer av KR1533LE1-mikrokretsen i bakkantdetektorkretsen. Bakkantdetektorkretsen vil i dette tilfellet ha formen vist i figur 3.6, og varigheten av utgangspulsen vil være lik:

Figur 3.6 - Skjema av bakkantdetektoren

3.3 Generatordesign

For å synkronisere driften av enhetskretsen, for å motta pulser for å måle tidsintervallet, pulser som setter dataoverføringshastigheten i kommunikasjonskanalen, er det nødvendig å ha en generator som kan generere klokkepulser med en gitt repetisjonshastighet og pulsvarighet . Dessuten må varigheten av generatorpulsene være tilstrekkelig til å utløse alle enheter som drives av den.

Generatorfrekvensen velges fra betingelsen:

der LCM er det minste felles multiplum.

I henhold til oppgaven for kursarbeidet er målenøyaktigheten til DD 0,1 ms, og dataoverføringshastigheten i kommunikasjonskanalen V-bane er 600 bps. I samsvar med dette er frekvensen til klokkegeneratoren lik:

For å sikre en gitt målenøyaktighet og overføringshastighet kreves det forskjellige klokkefrekvenser. Bruk av to klokkegeneratorer kan løse dette problemet, men begge generatorene må fungere synkront, noe som er vanskelig. Derfor brukes i praksis én generator og frekvensdelere for å oppnå de nødvendige klokkefrekvensene. Enheten under utvikling bruker to klokkefrekvenser, så det brukes to frekvensdelere med forskjellige delingsforhold. Divisjonskoeffisientene kan beregnes ved å bruke følgende formler:

Divisjonsforholdene til frekvensdelere beregnet ved formlene 3.9 er:

Basert på det faktum at generatorfrekvensen er 30 kHz, er generasjonsperioden:

Med en arbeidssyklus lik 2, bør pulsvarigheten være lik pausevarigheten:

Klokkegeneratorkretsen er vist i figur 3.7.

Figur 3.7 - Skjema for klokkegeneratoren

Buffertrinn i generatoren forbedrer formen på utgangsspenningen og reduserer effekten av belastningen på generasjonsfrekvensen.

Formlene for å beregne varigheten av pulsen og pausen er som følger:

For å oppnå en gitt frekvens må motstanden til motstanden og kapasitansen til kondensatoren henholdsvis være lik:

3.4 Designfrekvensdelere

Behovet for frekvensdelere ble begrunnet i forrige avsnitt. Det er tilrådelig å bygge frekvensdelere på en seriell teller på D-flip-flops med en gitt konverteringsfaktor i henhold til tilstandsdekodingsmetoden.

For å bygge en teller med en gitt konverteringsfaktor, bygges en vanlig teller på D-flip-flops, og deretter introduseres lenker som forbyr unødvendige tilstander. Det skal bemerkes at både den første og siste overflødige tilstanden kan deaktiveres.

For å bygge en teller med n stabile tilstander, trenger du D-flip-flops. For å bygge en teller med en konverteringsfaktor på 3, trenger du en trigger. Vi velger KR1533TM2-brikken som inneholder 2 D-flip-flops med oppsettinnganger. De forbudte tilstandene vil være bakerst fra 3. Frekvensdelerkretsen er vist i figur 3.8, tidsdiagrammet som forklarer prinsippet for driften er i figur 3.9.

Figur 3.8 - Skjematisk av frekvensdeleren med 3

Figur 3.9 - Tidsdiagram for frekvensdeleren med 3

For å bygge en frekvensdeler med 50, trenger du D-flip-flops. La oss velge 3 KR1533TM2 mikrokretser som inneholder 2 D-flip-flops med installasjonsinnganger. De forbudte tilstandene til telleren vil følge etter fra 50. Binærkoden til tallet 50 er 110010. Frekvensdelerkretsen med 50 er vist i figur 3.10.

Figur 3.10 - Skjematisk av frekvensdeleren med 50

3.5 Syntese av en subtraktiv BCD-tellerMedtelle rekkefølge 8421+6 påD- triggere

I henhold til oppgaven for kursarbeidet skal binær-desimaltelleren syntetiseres på D-flip-flops, og den må ha tellerekkefølgen spesifisert i henhold til opsjonen. Oppgaven angir tellerekkefølgen 8421+6, i henhold til denne tellerekkefølgen er den binære koden med desimalsifre gitt i tabell 3.2.

Tabell 3.2 - Binær desimalkode

Desimalsiffer	Binær desimalkode

For å syntetisere en subtraktiv teller, må du først gi en tabell over funksjonen til D-flip-flop (tabell 3.3).

Tabell 3.3 - Synkron D-flip-flop operasjonstabell

Tabell 3.3 viser at tilstanden til inngang D på flip-flop omskrives til utgang Q bare hvis det er et høyt nivå ved inngang C. Med tanke på tabellen til D-flip-flop, er det mulig å kompilere en tabell over driften av den subtraktive telleren (tabell 3.4).

Tabell 3.4 - Tabell over virkemåten for den subtraktive telleren

Det neste trinnet i å syntetisere en subtraktiv teller er å minimere de resulterende funksjonene D 1 , D 2 , D 3 og D 4 . Det er praktisk å minimere disse funksjonene ved å bruke Karnaugh-kart. For å konstruere en krets i Schaeffer-basis, er det nødvendig å minimere funksjonene med enheter. Minimeringsprosessen er vist i tabellene 3.5 - 3.8.

Tabell 3.5 - Minimering av funksjonen D 1 ved bruk av Karnaugh-kartet

Tabell 3.6 - Minimering av funksjonen D 2 ved bruk av Karnaugh-kartet

Tabell 3.7 - Minimering av funksjonen D 3 ved bruk av Karnaugh-kartet

Resultatet av å minimere funksjonene D 1 , D 2 , D 3 , D 4 må transformeres for å konstruere en krets i Schaeffer-basis. Resultatene av minimering og transformasjon av funksjoner er gitt i formlene 3.16 - 3.19, og lånefunksjonen Z - 3.20.

For å bygge en krets trenger du 4 D-flip-flops, 2-AND-NOT og 3-AND-NOT elementer. La oss bruke mikrokretsene KR1533TM2, KR1533LA3 og KR1533LA4. Kretsen til den syntetiserte BCD-telleren med tellerekkefølgen 8421+6 er vist i figur 3.11. Et tidsdiagram som forklarer prinsippet for driften er vist i figur 3.12.

Tabell 3.8 - Minimering av funksjonen D 4 ved bruk av Karnaugh-kartet

Figur 3.11 - Oppsett av en binær desimalteller

Figur 3.12 - BCD-tidsdiagram

3.6 Skjermenhetsdesign

Displayenheten inkluderer en kodeomformer, et register og indikatorer. For å matche registeret med indikatoren, er det nødvendig å bruke elementer med økt lastekapasitet. Som slike elementer er det praktisk å bruke KR1533LN8 mikrokrets, som inneholder 6 IKKE logiske elementer med økt lastekapasitet. Maksimal strøm for slike elementer er 24 mA. Som en indikator bruker vi ALS324B-indikatoren for rød glød. Hovedparametrene er gitt i tabell 3.9.

Tabell 3.9 - ALS324B indikatorparametere

Begrensningsmotstander må brukes for å begrense maksimal strøm gjennom indikatoren. Du kan beregne motstanden til begrensende motstander ved å bruke formel 3.21.

hvor U i.p. - spenning på strømforsyningen til mikrokretsen;

U pr - direkte spenningsfall på segmentet av indikatoren;

I pr - likestrøm gjennom indikatorsegmentet.

Etter å ha valgt likestrømmen gjennom indikatoren lik 20 mA, og forutsatt at den logiske nullspenningen er lik 0,5 V, får vi:

3.6 .1 Kodekonverteringssyntese

I henhold til oppgaven for kursarbeidet skal måleresultatet visualiseres ved hjelp av syv-segmentindikatorer. Kodekonverteren er designet for å kontrollere en syv-segmentsindikator ved å konvertere en binær-desimalkode til en kode som lar deg vise måleresultatet korrekt ved hjelp av en syv-segmentsindikator.

Det er flere måter å bygge en kodekonverter på. De følgende underavsnittene vil diskutere noen av dem.

Syntese av en kodeomformer basert på boolske ligninger

Denne metoden for kodekonverteringssyntese er basert på det faktum at hver av de tillatte kodekombinasjonene er tildelt en syvsifret kodekombinasjon, ved hjelp av hvilken det tilsvarende desimalsifferet vises på indikatoren. Deretter utføres minimeringen av ufullstendig definerte funksjoner a - g ved å bruke Karnaugh-kart for enere og nuller, og deretter konstrueres kodeomformerkretser i henholdsvis Schaeffer- og Pierce-basis.

Tabell 3.10 inneholder en tabell over funksjonen til kodekonverteren.

Tabell 3.10 - Driftstabell for kodeomformer

Desimalsiffer

Minimeringen av funksjoner a - g ved bruk av Carnot-kart er presentert i tabellene 3.11 - 3.17, og resultatene av minimeringen er i formlene 3.23 - 3.36.

Tabell 3.11 - Minimering av funksjonen a ved bruk av Karnaugh-kartet

Tabell 3.12 - Minimering av funksjonen b ved bruk av Karnaugh-kartet

Tabell 3.13 - Minimering av en funksjon ved hjelp av et Karnaugh-kart

Tabell 3.14 - Minimering av funksjonen d ved bruk av Karnaugh-kartet

Tabell 3.15 - Minimering av funksjonen e ved bruk av et Karnot-kart

Tabell 3.16 - Minimering av funksjonen f ved å bruke et Karnaugh-kart

Tabell 3.17 - Minimering av funksjonen g ved bruk av Karnaugh-kartet

Oppsettet til kodekonverteren i Schaeffer-basis er vist i figur 3.13. Ved konstruksjon av kretsen ble mikrokretsene KR1533LA1, KR1533LA2, KR1533LA3, KR1533LA4 brukt.

Oppsettet til kodekonverteren i Pierce-grunnlaget er vist i figur 3.14. Ved konstruksjon av kretsen ble mikrokretsene KR1533LE1, KR1533LE4, KR531LE7 brukt.

Figur 3.13 - Opplegg for kodekonverteren i Schaeffer-basis

Figur 3.14 - Opplegg for kodekonverteren i Schaeffer-grunnlaget

Syntese av en kodeomformer basert på systemet dekoder-koder

Syntesen av kodekonverteren ved denne metoden består i bruk av en komplett dekoder og enkoder. Antall utganger for hele dekoderen er i dette tilfellet 2 4 =16, og antall koderinnganger er 2 7 = 128. Oppgaven er å bestemme inngangen til koderen, som du må koble til den tilsvarende utgangen til dekoderen for å oppnå ønsket kombinasjon ved utgangen. Enkoderinngangsnummeret beregnes under hensyntagen til vektene til bitene til den nødvendige syv-biters koden. I praksis er denne metoden upraktisk å bruke på grunn av de høye maskinvarekostnadene. Tabell 3.18 viser koderens inngangsnummer som tilsvarer dekoderens utgangsnummer. Oppsettet til den utviklede enheten er vist i figur 3.15.

Tabell 3.18 - Driftstabell for kodeomformer

Desimal

koder

Figur 3.15 - Opplegg for kodekonverteren basert på dekoder-koder-systemet

Syntese av en kodeomformer basert på programmerbar logisk matrise

Den programmerbare logiske matrisen har P innganger, k elementer Og utgangene som danner k vertikale dekk, m ELLER-elementer, hvis utganger er koblet til modulo 2 addere som fungerer som kontrollerte omformere. Utgangene av disse m omformere er utgangene til selve PLA. Hvert element i AND har 2 P innganger som den er koblet til alle busser av inngangssignaler og deres inversjoner. Spesialhoppere er inkludert i kommunikasjonslinjene. Disse jumperne er laget av et spesifikt materiale (for eksempel nikrom, krystallinsk silisium) eller i form spesialdistrikt overganger slik at de selektivt kan ødelegges ("utbrent"), og bare etterlate de forbindelsene som er nødvendig for forbrukeren av PLM. I en rekke typer PLA kan forbrukeren selv brenne ut jumperne ved å påføre strøm- eller spenningspulser med en viss amplitude og varighet til de tilsvarende terminalene på huset.

OR-elementene i PLA, samt OG-elementene, har brennbare jumpere ved inngangene, ved hjelp av disse kobles de til alle vertikale busser. Etter å ha brent på programmereren unødvendige jumpere, OR-elementene har også bare de forbindelsene med vertikaler som er nødvendige for forbrukeren. Den tekniske implementeringen av OR-elementene er slik at etter at jumperne er utbrent, gis logiske nullnivåer på de "ikke-tilkoblede" OR-inngangene.

På samme måte er fraværet eller inversjonen av OR-utgangene programmert, henholdsvis brenner eller forlater jumperne ved de øvre inngangene til M2-elementene.

Metodene for teknologisk utførelse av elementene AND, OR, M2 og destruerbare jumpere kan være forskjellige. Fra et logisk designsynspunkt er det bare viktig at kretsdesigneren som bruker PLA kan, etter eget skjønn:

Bruk på ethvert element OG enhver kombinasjon av PLA-innganger eller deres inversjoner;

Koble til et hvilket som helst element ELLER hvilken som helst kombinasjon av vertikale samleskinner (OG-utganger);

Inverter utgangene til en ELLER.

Slike muligheter gjør det veldig enkelt å implementere kodekonverterere eller, det samme, systemer med logiske funksjoner på PLA.

La oss bygge en kodekonverterer basert på PLA (figur 3.16).

Figur 3.16 - Skjema for kodekonverteren på PLA

3. 6.2 Parallell registersyntesemed enfaset datamottak

For at informasjonen som vises på indikatorene skal vises i vilkårlig lang tid, og også for å utelukke visning av prosessen med å telle pulser av telleren (flimmer), er det nødvendig å bruke en enhet som gjør det mulig å lagre informasjonen mottatt fra BCD-telleren. En slik enhet er et parallellregister. Antallet av sifrene bestemmes av antall sifre med informasjon utstedt av telleren, og antall nødvendige registre bestemmes av antall nødvendige visningselementer.

Skriving til registeret må gjøres etter slutten av tellingen av pulser med binær-desimaltelleren. Før skriving må registeret settes til startverdien (null).

For å bygge et register er det praktisk å bruke D-flip-flops. KR1533TM2-brikken er egnet for dette. skjemaet til det syntetiserte registeret er vist i figur 3.17.

Figur 3.17 - Diagram over et parallellregister

3. 7 Parallell-seriell designomformer

Denne noden til den utviklede enheten brukes til å overføre data til kommunikasjonskanalen. Skriving til registeret utføres parallelt, og data utstedes sekvensielt. For å utelukke skriving til registeret før slutten av tellingen av pulser, brukes et skjema som forbyr skriving inntil en puls vises ved utgangen til bakkantdetektoren.

Det er hensiktsmessig å bygge registeret på grunnlag av D-flip-flops. Antallet deres bestemmes av mengden informasjon som må overføres til kommunikasjonskanalen. I enheten som utvikles må 16 biter med informasjon overføres til kommunikasjonskanalen (4 biter fra hver av de 4 tellerne). Av dette følger det at antall nødvendige triggere er 16. Oppsettet til det utviklede registeret er vist i figur 3.18.

Prinsippet for drift av enheten er som følger. Før opptaket starter, tilbakestilles alle triggere. Når en aktiveringspuls mottas, settes triggerne til tilstanden som tilsvarer den overførte informasjonsbiten. Deretter flyttes informasjonen inn i kommunikasjonskanalen, og ved fullføring av dataoverføringen settes alle registerutløsere til nulltilstand.

Figur 3.18 - Opplegg av skiftregisteret

3. 8 Enhetsdesignledelse

Kontrollenheten er designet for å koordinere driften av nodene til en digital enhet i tide. Hovedoppgavene til kontrollenheten er:

Håndtering av registrering av informasjon i lagringsregistre og skiftregistre og utstedelse av data fra dem til indikatorer og til kommunikasjonskanalen;

Håndtering av dataoverføring til kommunikasjonskanalen;

Overføring av enheten til dens opprinnelige tilstand for mulig fortsettelse av målingen;

Utstedelse av et feilsignal når varigheten av den målte pulsen overskrider måleområdet.

For å løse disse problemene vil vi bruke:

Sekvensiell summeringsteller med en konverteringsfaktor på 16 (16 tilsvarer mengden informasjon som overføres til kommunikasjonskanalen).

Som elektronisk nøkkel, som gir tilbakestilling av tellerne og indikerer et feilsignal når det oppstår en feil, bruker vi en D-trigger og OR-elementer.

Vi bruker forsinkelseslinjen til å koordinere vekslingen av logiske elementer i tid;

Tilbakestill enheten for å tilbakestille tellere og utløsere.

3. 8 .1 Syntese av en teller med en konverteringsfaktor på 16

Sammen med skiftregisteret i dataoverføringsenheten er det nødvendig å bruke en teller. Med dens hjelp bestemmes øyeblikket når alle data vil bli overført til kommunikasjonskanalen. Dette er nødvendig for å sette alle registerutløsere til null og forhindre overføring av feil data til kommunikasjonskanalen. Det er tilrådelig å bygge en teller på D-flip-flops. For å få en konverteringsfaktor på 16, må du bruke 4 utløsere. La oss bruke KR1533TM2 mikrokretser. Oppsettet til den syntetiserte summeringstelleren er vist i figur 3.19, og tidsdiagrammet er vist i figur 3.20.

Figur 3.19 - Diagram over en totalteller med en konverteringsfaktor på 16

Figur 3.20 - Tidsdiagram av telleren med en konverteringsfaktor på 16

3. 8 .2 Utvikling av tilbakestillingsskjema

Tilbakestillingskretsen er designet for å tilbakestille alle triggere som er en del av enheten under utvikling når strømmen slås på, samt etter fullføring av måleprosessen og sending av data til kommunikasjonskanalen. For å bygge en tilbakestillingskrets er det praktisk å bruke en restartbar one-shot. Den genererer en enkelt puls av en gitt varighet når visse signaler kommer til inngangene. La oss bruke KR1533AG3 mikrokrets som en enkelt vibrator. Enkelvibratoren på denne brikken har tre innganger: to starter ST1, ST2 og en tilbakestillingsinngang R. Enkelvibratoren kan startes på flere måter. For dette tilfellet er den mest passende utløseren på en stigende flanke ved inngang ST2 med et lavt nivå ved ST1 og et høyt nivå ved inngang R. Tilbakestillingsenhetsdiagrammet er vist i figur 3.21, tidsdiagrammet som forklarer operasjonen er i figur 3.22 .

Varigheten av den genererte pulsen må være tilstrekkelig til å tilbakestille alle registre pålitelig. Vi velger varigheten lik 10 µs. Varigheten av pulsen generert av den enkle vibratoren bestemmes av formelen 3.37

Vi velger kapasitansen til kondensatoren lik 1000 pF. Da vil motstanden til motstanden med en pulsvarighet på 10 μs være 22000 ohm.

Figur 3.21 - Tilbakestill skjema

Figur 3.22 - Tidsdiagram for tilbakestillingskretsen

3. 8 .3 Utbygging av forsinkelseslinjen

Forsinkelseslinjen er utformet for å forsinke skrivesignalene til lagringsregistrene og til skiftregisteret. Skrivesignalet er en bakkantdetektorpuls. Forsinkelsen må tidsbestemmes

Vi skal bygge forsinkelseslinjen på KR1533LA3-brikken (NAND-elementer). Ved konstruksjon av forsinkelseslinjen er det også nødvendig å ta hensyn til at bakkantdetektoren genererer en lavnivåpuls, og pulsen som tillater skriving til registrene må ha høy level. Forsinkelsestiden for ett element er 10 ns, og triggertiden er 22 ns. For å forsinke skrivepulsen til lagringsregistrene bruker vi 5 elementer. Forsinkelsestiden blir da:

For å forsinke skrivesignalet til skiftregisteret i forhold til skrivesignalet til lagringsregistrene, er 6 elementer anvendelige. Forsinkelsestiden blir da:

Kontrollblokkskjemaet er vist i figur 3.23. Tidsdiagrammet til tidsintervallmåleren er vist i figur 3.24.

Figur 3.23 - Diagram av kontrollenheten

Figur 3.24 - Tidsdiagram av tidsintervallmåleren

Konklusjon

I løpet av kursarbeidet ble det utviklet et skjematisk diagram av en enhet for måling av pulsvarighet, som sikrer måling av tidsintervaller med en varighet på ikke mer enn 1000 ms med en nøyaktighet på 0,1 ms, og en dataoverføringshastighet av 600.

For å sikre slike parametere ble de viktigste funksjonelle enhetene designet:

Pulsformer;

klokke generator;

puls teller krets;

Kontroll blokk;

display blokk;

Konverter av parallell kode til seriell.

Bibliografi

1. Avanesyan G.R., Levshin V.P. Integrerte kretser TTL, TTLSH. - M.: Mashinostroenie, 1993. - 256 s.

2. Kuznetsov V.A. Mål i elektronikk: Oppslagsbok - M.: Energoatomizdat, 1987. - 512 s.

3. Maltseva L.A. Grunnleggende om digital teknologi - M .: Radio og kommunikasjon, 1987. - 128 s.

4. Retningslinjer for kursarbeidet om faget "Digital krets" om temaet "Design av en digital enhet".

5. Mirsky G.Ya. Elektroniske målinger - M.: Radio og kommunikasjon, 1986. - 440 s.

6. Novikov Yu.V. Grunnleggende om digitale kretsløp. Grunnleggende elementer og opplegg. Designmetoder - M.: Mir, 2001. - 379 s.

7. Ornadsky P.P. Automatiske målinger og enheter. - TIL.; Teknikk, 1990. - 448 s.

8. Potemkin I.S. Funksjonelle noder for digital automatisering. - M.: Energoatomizdat, 1988. - 320 s.

9. Ugryumov E.P. Digitale kretser - St. Petersburg: BHV-Petersburg, 2004. - 528 s.

10. Shilo V.L. Populære digitale mikrokretser: Håndbok - M.: Metallurgy, 1988. - 352 s.

11. Yakubovsky S.V., Nisselson L.I., Kuleshova V.I. Digitale og analoge integrerte kretser: en håndbok - M.: Radio og kommunikasjon, 1990. - 496 s.

12. Pukhalsky G.I., Novoseltseva G.Ya. Design av diskrete enheter på integrerte kretser: en håndbok - M .: Radio og kommunikasjon, 1990. - 304 s.

Vert på Allbest.ru

Lignende dokumenter

Implementering av mikroprosessor og digital teknologi i kontrollenheter for industrianlegg. Utforming av en krets for en kantdetektor, en klokkegenerator, en telleenhet, en utgangsenhet til en prosesseringsenhet, en indikasjons- og kontrollenhet.

semesteroppgave, lagt til 15.05.2012

Design av digitale og logiske kretser som hovedkomponentene i skipskontroll- og overvåkingssystemer. Hovedkomponentene i blokkdiagrammet og algoritmen for driften av en digital opptaksenhet. Syntese og minimering av logiske kretser.

semesteroppgave, lagt til 13.05.2009

generelle egenskaper digitale kretser, deres fordeler fremfor analoge. Designe en digital måler med induktiv strømningsmåler og voltmeterfunksjoner konstant spenning, utvikling av dens funksjonelle og strukturelle ordning.

semesteroppgave, lagt til 13.02.2013

Designe en vekkerklokke for å telle tid og generere et signal på et gitt tidspunkt, analyse av strukturelle og funksjonelle diagrammer av enheten. Utvikling av et skjematisk diagram basert på valgt elementbase. Konstruksjon av tidsdiagrammer.

semesteroppgave, lagt til 30.05.2015

Designe en enhet som utfører en rask Fourier-transformasjon på 512 signalpunkter. Beskrivelse av arkitekturen til DSP-prosessorer i ADSP-219x-familien. Implementering av en seriell kommunikasjonskanal. Utvikling av strukturelle og funksjonelle diagrammer av enheten.

semesteroppgave, lagt til 16.01.2013

Design av en synkronteller med fire utganger, som syklisk endrer tilstandene. Løse problemer med logisk syntese av noder og blokker av digitale datamaskiner. Utvikling av strukturelle, funksjonelle og elektriske kretsskjemaer for en gitt enhet.

test, lagt til 19.01.2014

Algoritmisk, logisk og designteknologisk design av en operativ maskin. Studiet av elementbasen til de enkleste digitale enhetene. Utvikling av en digital enhet for bestilling av binære tall. Syntese av kretsskjemaer.

semesteroppgave, lagt til 01.07.2015

Metoder for å måle strøm og spenning. Designe en digital strømmåler likestrøm. Valget av elementbasen til enheten i henhold til det elektriske kretsskjemaet, metoden for å installere elementene. Beregning av den økonomiske effektiviteten til enheten.

semesteroppgave, lagt til 21.07.2011

Klassifisering av digital måleinstrumenter, utvikling av et blokkdiagram av en enhet for måling av tidsverdier av signaler. Beskrivelse av den grunnleggende mikrokontrolleren og programvaren. Maskinvare-programvare midler for kontroll og diagnostikk av enheten.

avhandling, lagt til 20.10.2010

Modellering av en tidsintervallmåler i MathCad. Montering av en rektangulær pulsgeneratorkrets i programmeringsmiljøet Electronics WorkBench. Formål og design av ultralyd feildetektor UD2-12. Pulssynkroniseringsgenerator.

Det er to hovedmetoder for å måle perioden og tidsintervallene:

oscillografisk;

elektronisk telling.

Måling av tidsintervaller ved hjelp av et oscilloskop utføres på oscillogrammet til den undersøkte spenningen ved hjelp av et lineært sveip. På grunn av betydelige feil ved telling av begynnelsen og slutten av intervallet, samt på grunn av ulineariteten til sveipet, er den totale feilen i måling av tidsintervaller noen få prosent. En mye mindre feil er iboende i spesialiserte meter med tidsintervaller med et spiralsveip.

For tiden er elektroniske tellemetoder for å måle periode og tidsintervall de vanligste. De viktigste er:

digital metode for måling av tidsintervaller;

interpolasjonsmetode;

vernier metode.

Digital metode for å måle tidsintervaller

Prinsippet for å måle perioden til et harmonisk signal ved den digitale metoden ved bruk av en digital frekvensmåler er illustrert i fig. 17.1, som viser blokkskjemaet til enheten i modusen for å måle perioden med harmoniske svingninger og tidsdiagrammene som tilsvarer dens drift.

Tidsintervallmåling T x digital metode er basert på å fylle den med pulser som følger med en eksemplarisk periode T Om, og teller tallet M X disse impulsene.

Alle elementer i enheten og deres handling er analysert i saker knyttet til frekvensmåling. Den strukturelle sammensetningen av referansefrekvensgeneratoren ved måling av perioden er diskutert nedenfor.

Ris. 3.6 Digital metode for måling av tidsintervaller: a - blokkskjema; b - tidsdiagrammer

Harmonisk signal, punktum T x som du vil måle, etter å ha passert inndataenheten VU (u 1 - utgangssignal VU) og pulsformer F2 konvertert til en sekvens av korte pulser u 2 Med samme periode. I enheten for dannelse og kontroll av UFU dannes en strobepuls fra dem og h rektangulær form og varighet T x, ankommer en av inngangene til tidsvelgeren Sol. Korte pulser tilføres den andre inngangen til denne velgeren. u 4 med eksemplarisk oppfølgingsperiode T Om , laget av shaper F1 fra oscillasjoner av referansefrekvensgeneratoren GOC.

Tidsvelger Sol hopper til skranken MF M X telle pulser u 4 For en tid T x, lik varigheten av strobepulsen og h. Målt periode T x, som følger fra fig. 17.1, b,

T x = M X T Om + Δ t d , (3.6)

hvor Δ t d = Δ t til – Δ t n- total diskretiseringsfeil; Δ t n og Δ t til- diskretiseringsfeil ved begynnelsen og slutten av perioden T X .

Uten å ta hensyn til feilen i formelen (17.1). Δ t d antall pulser mottatt av telleren M X = T x /T Om, og den målte perioden er proporsjonal med M X

T x = M X T Om . (3.7)

Teller utgangskode MF, utstedt til en digital leseenhet COU, tilsvarer antall tellepulser han telte M X, og vitnesbyrdet COU- periode T x, siden repetisjonsperioden for tellepulsene og 5 er valgt fra forholdet T Om = 1 - n, hvor P - heltall. Så for eksempel når P = 6 COU viser et tall M X , tilsvarende perioden T x, uttrykt i µs.

Periodemålefeil T x, som i frekvensmålingen, har systematiske og tilfeldige komponenter.

Systematisk komponent avhenger av stabilitet δ sq. referansefrekvens GOCH(hans krystalloscillator), og tilfeldig bestemmes hovedsakelig av diskretiseringsfeilen Δ t d diskutert ovenfor. Maksimumsverdien av denne feilen blir hensiktsmessig tatt i betraktning gjennom den ekvivalente endringen i antall tellepulser M X med ±1.

Hvori maksimal absolutt diskretiseringsfeil kan bestemmes av forskjellen mellom to periodeverdier T x oppnådd ved formel (17.2) for M X± 1 og M X og lik Δ T x = ± T Om .

Relevant maksimal relativ feil

δ = ± Δ T x /T x = ± 1/ M X= ±1/( T x f Om),

hvor f Om = 1/T Om- verdien av den eksemplariske frekvensen til generatoren GOC.

Målefeilen påvirkes også av støy i kanalene for dannelsen av strobepulsen og 3 og telle pulser og 4 (Fig. 17.1, en),å introdusere tidsmodulasjon i deres posisjon i henhold til en tilfeldig lov. I virkelige enheter med et høyt signal-til-støyforhold er imidlertid målefeilen på grunn av effekten av støy ubetydelig sammenlignet med diskretiseringsfeilen.

Den totale relative feilen for periodemålingen bestemmes i prosent av formelen

(3.8)

Av uttrykk (17.3) følger det at på grunn av diskretiseringsfeil periodemålefeilT x øker kraftig ettersom den minker.

Forbedring av nøyaktigheten av målinger kan oppnås ved å øke frekvensen f Om frekvensgenerator (ved å multiplisere frekvensen til krystalloscillatoren inn Ku ganger), dvs. ved å øke antall tellepulser M X. For samme formål blir en frekvensdeler av det studerte signalet med en divisjonsfaktor introdusert i kretsen etter inngangsenheten Til(i fig. 17.1, en ikke vist). Dette tar målingen Til perioder T X og i Til ganger den relative diskretiseringsfeilen avtar.

Diskretiseringsfeilen kan reduseres og målemetode med flere observasjoner. Dette øker imidlertid måletiden betydelig. I denne forbindelse er det utviklet metoder som reduserer diskretiseringsfeilen med en betydelig lavere økning i måletiden. Disse inkluderer: interpolasjonsmetode, verniermetode.

Digitale frekvenstellere basert på den direkte tellemetoden.

Den digitale (diskrete tellingen) metoden for å måle frekvens er implementert i digitale elektroniske tellefrekvensmålere. Disse enhetene er enkle å bruke, har et bredt spekter av målte frekvenser (fra flere hertz til hundrevis av megahertz) og lar deg oppnå et måleresultat med høy nøyaktighet (relativ frekvensmålefeil 10-610-9).

Digitale frekvensmålere er multifunksjonelle enheter, avhengig av driftsmodusen, er det mulig å måle ikke bare frekvensen, men også tidsintervaller (repetisjonsperioden for periodiske signaler)

Prinsippet for å måle frekvensen til et harmonisk signal ved hjelp av den digitale metoden er forklart i fig. 8, som viser et blokkdiagram av en digital frekvensmåler i frekvensmålemodus og tidsdiagrammer for driften.

Det studerte harmoniske signalet, som har en frekvens fX, mates til inngangsenheten (ID), forsterker eller demper det til verdien som kreves for driften av den påfølgende frekvensmålerenheten (fig. 8, a)

Det harmoniske signalet u1 tatt fra utgangen til VU (fig. 8, b) går inn i den første pulsformeren (F1), som konverterer det til en sekvens av korte unipolare pulser u2, etterfulgt av en periode TX = 1/fX og kalles teller.

Dessuten faller forkantene til disse pulsene praktisk talt sammen med øyeblikkene når signalet u1 passerer gjennom nullverdien på tidsaksen når det øker. Shaper F1 består av en begrensende forsterker og en komparator (Schmitt trigger).

Tellepulsene u2 kommer til en av inngangene til tidsvelgeren (TS), hvor den andre inngangen tilføres fra formasjons- og kontrollenheten (UFU) strobe --- puls u3 rektangulær form og kalibrert varighet TOTX. Tidsintervallet TO kalles telletid (“ midlertidig port). Tidsvelgeren åpner med en strobepuls u3 og sender i løpet av dens varighet en gruppe (pakke) med pulser u2 til inngangen til telleren (MF). Som et resultat kommer en pakke med NX-pulser u4 til telleren.Det følger av fig. 8b at

TO = NX TX - ΔtH + ΔtK = NX TX - Δtd, (2.4)

hvor ΔtH og ΔtK - diskretiseringsfeil begynnelsen og slutten av TO-intervallet, forårsaket av den tilfeldige posisjonen til strobepulsen i forhold til tellerpulsene u2; Δtd = ΔtH - ΔtK - total diskretiseringsfeil.

Ved å neglisjere feilen Δtd i (2.4), får vi at antall pulser i pakken NX = To/TX = To fX, og derfor er den målte frekvensen proporsjonal med antall tellepulser som ankommer telleren:

fX=NX/Til. (2,5)

For å danne en strobepuls mottar UFU-enheten korte pulser med en periode To (ikke vist på figuren for enkelhets skyld) fra en krets som inkluderer en referansefrekvensgenerator (RFG) og en andre pulsformer (F2), lik shaperen F1. GOC inkluderer en kvartsoscillator med referansefrekvensen fKV og en ti-dagers frekvensdeler med en divisjonsfaktor for CDen (hvert tiår reduserer frekvensen fKV ti ganger). Perioden til pulsene ved utgangen til shaper F2 og varigheten av strobe-pulsene er lik perioden for signalet ved utgangen av frekvensdeleren, dvs. Til = KD / fKV; derfor kan uttrykk (2.5) representeres som

fX = NX fKV/KD (2,6)

Forholdet fKV/KD kan endres diskret ved å variere KD, dvs. ved å endre antall tiår av deleren D (GOC-generator).

Telleren teller NX-pulser og sender den tilsvarende (binære) koden til en digital avlesningsenhet (DCO). Forholdet fKV/KD er valgt lik 10n Hz, hvor n er et heltall. I dette tilfellet viser DOC-en nummeret NX som tilsvarer den målte frekvensen fX i de valgte enhetene. For eksempel, hvis n = 6 velges ved å bytte CD, tilsvarer tallet NX som vises på DOC-en frekvensen fX uttrykt i MHz.

Den sykliske driftsmodusen til frekvensmåleren stilles inn av UFU, mens UFU tilbakestiller telleren til null før starten av hver måling.

Frekvensmålefeilen fX har systematisk og tilfeldig bestanddeler

Systematisk komponenten er hovedsakelig forårsaket av temperaturustabiliteten til frekvensen til kvartsoscillatoren fKV. Den reduseres ved å termostatere kvarts eller ved å bruke elementer med termokompresjon i en kvartsoscillator.

Tilfeldig komponenten er bestemt diskretiseringsfeil ΔtD = ΔtH - ΔtK.

Siden det ikke er noen gjensidig synkronisering av strobepulsen (“time gate”-To) og tellepulser, vil feilene ΔtH og ΔtK, som bestemmer i fig. 8b posisjonen til begynnelsen og slutten av strobepulsen mellom to tilstøtende tellepulser , kan ta tid med de samme sannsynlighetsverdiene fra null til til. Derfor er feilene ΔtH og ΔtK tilfeldige og fordelt over enhetlig lov.

På grunn av uavhengigheten til disse feilene, blir den totale diskretiseringsfeilen ΔtD fordelt over trekantlov med grenseverdier ± Til .

Relativ frekvensmålingsfeil

(2.7)

hvor den relative pulstellefeilen avhenger av forholdet mellom måletiden To (“time gate”) og perioden til signalet som studeres TX (se fig. 8b), mens den maksimale absolutte pulstellefeilen ΔNX ikke overstiger én puls ΔNX = ± 1, som bestemmer det minst signifikante sifferet i tellingen.

Verdien av den andre feilkomponenten bestemt av frekvensustabiliteten til den interne krystalloscillatoren og er ca. 10-7.

Så den maksimale relative målefeilen (i%), tatt i betraktning (2,5), er

Som det følger av (2.8), avhenger den relative feilen ved måling av frekvensen til signalet som studeres, alt annet likt av verdien. Den relative frekvensmålefeilen er liten ved måling av høye frekvenser og stor ved måling av lave frekvenser.

Eksempel: Hvis fX = 10 MHz, To = 1c, så er δf = 2 10-5 %; hvis fX = 10 Hz, To = 1c, så er δf = 10 %.

Derfor, ved måling av høye frekvenser, skyldes feilen hovedsakelig ustabiliteten til kvartsoscillatoren, og ved måling av lave frekvenser skyldes det prøvetakingsfeil. For å redusere målefeilen til lave frekvenser, er det nødvendig å øke måletiden til ved å øke delingsfaktoren til CD-en til frekvensdeleren til frekvensomformeren, eller bruke multiplikatorer som lar deg øke de målte frekvensene med 10n ganger, eller bytt fra å måle frekvensen til signalet som studeres til å måle dets periode TX, etterfulgt av å beregne verdien av den målte frekvensen fra formelen fX = 1/TX .

Det er følgende metoder for elektronisk måling av tidsintervaller i henhold til metoden for å vise informasjon:

Oscilloskop;

Digital.

Digitale metoder for å måle tidsintervaller inkluderer:

Sekvensiell tellemetode;

Forsinket kampmetode;

Nonius-metoden;

Metoder med mellomkonvertering.

Vurder egenskapene til hver av de listede målemetodene.

Figur 1.1 - Tidsdiagram for sekvensiell tellemetode

a) pulser av kvantiseringssekvensen;

b) impulser som bestemmer begynnelsen og slutten av det målte tidsintervallet;

c) kontrollimpuls;

d) pulser ved inngangen til velgeren

Figur 1.2 - Funksjonsdiagram av sekvensiell telleomformer

I nærvær av en kontrollpuls passerer pulsene til kvantiseringssekvensen gjennom velgeren, som deretter registreres av telleren.

Nonius-metoden. Vernier-metoden har funnet bred anvendelse i teknikken for å måle tidsintervaller, både som et middel for å redusere feilen til sekvensielle telleomformere, og som en uavhengig metode for å konstruere noen måleenheter.

Figur 1.3 viser et funksjonsdiagram av en tidsintervallmåler med en verniermetode for å redusere feilen Df 2 og med synkronisering av startpulsen (Df 1 = 0).

Figur 1.3 - Funksjonsdiagram av vernier-tidsintervallmåleren

Vernier-pulsgeneratoren utløses av en stopppuls. Pulsene den genererer med en periode

f i \u003d (n-1) / n,

hvor n er et heltall, kommer til den andre inngangen til koinsidenskretsen og blir samtidig registrert av den eksakte telleren.

Det målte intervallet fmeas kan uttrykkes som

Ф måler \u003d (N-N n) f 0 + N n Df n, (1.1)

hvor N er avlesningen av grovtelleren;

N n - indikasjoner på den nøyaktige telleren;

Df n - vernier trinn lik f 0 /n.

Bruken av vernier-metoden for store verdier på n stiller en rekke krav til kretsnodene, hvorav de viktigste er:

høyfrekvent stabilitet av vernier-sekvensen;

høy stabilitet av pulsparametere for begge sekvenser;

høyoppløselige tilfeldighetskretser.

En vesentlig ulempe med vernier-metoden er ulempen med å lese måleresultatene fra flere resultattavler med påfølgende beregninger.

Til metoder med mellomkonvertering inkludere tog tidsskalakonverteringsmetoden.

Tidsamplitudekonverteringsmetode brukes til å gjøre rede for seksjonen Df 2 i sekvenstellingsomformeren. Figur 1.4 viser funksjonsdiagrammet til måleapparatet.

Når startpulsen kommer, vipper vippen, åpner koinsidenskrets 2 og lukker koinsidenskrets 1. Grovtidskretsen, bestående av koinsidenskrets 2 og en teller, begynner å fungere.

Figur 1.4 - Funksjonsdiagram av tidsintervallmåleren i henhold tiln

Stopppulsen returnerer utløseren til sin opprinnelige posisjon, tilfeldighetskrets 2 lukkes og tilfeldighetskrets 1 åpnes. Stopppulsen går samtidig inn i tid-til-amplitude-omformeren og starter den. Den første pulsen fra utgangen til koinsidenskretsen 1 stopper omformeren. I dette tilfellet vises en puls ved utgangen til omformeren, hvis amplitude er proporsjonal med varigheten av intervallet mellom to pulser - stoppet og den første pulsen fra utgangen til sammenfallskretsen 1, dvs. proporsjonal med seksjon Df 2. Som tid-til-amplitude-omformer brukes oftest en lineær sagtannspenningsgenerator, styrt av to pulser - start og stopp.

Deretter mates pulsen fra utgangen til omformeren til inngangen til n-kanals amplitudeanalysatoren. I det enkleste tilfellet kan amplitudeanalysatoren lages i form av n integrerte diskriminatorer koblet parallelt med diskrimineringsterskler like langt fra hverandre. Avhengig av amplituden til pulsen ved utgangen til omformeren, vil utgangen fra analysatoren være et signal av en eller annen type (signaltypen avhenger av typen analysator som brukes), som bærer informasjon om varigheten av intervall Df 2 . Dette signalet mates til dekodings- og visningsenheten.

Figur 1.5 - Funksjonsdiagram av tidsintervallmåleren i henhold til tidsskalakonverteringsmetoden

For det målte intervallet kan vi skrive

f meas =Nf 0 /k,

hvor N er antall pulser registrert av telleren.

Fremgangsmåten under vurdering gjør det således mulig å måle små tidsintervaller uten å ty til høyhastighets skaleringskretser.

Feilen til tidsskalakonverteringsmetoden bestemmes hovedsakelig av verdien og konstansen til konverteringsfaktoren k.

Det er to hovedmetoder for å måle perioden og tidsintervallene: oscillografisk og elektronisk telling.

For tiden er elektroniske tellemetoder for å måle periode og tidsintervall de vanligste. Når du måler veldig små tidsintervaller, er konverteringsmetoder praktiske. Basert på disse metodene er det laget intervallmultiplikatorer - enheter som gjør det mulig å utvide det målte intervallet med et spesifisert antall ganger. Multiplikatorer brukes ofte i forbindelse med elektroniske telleenheter.

10.1 Elektronisk telletidsintervallmåler

Blokkskjemaet til tidsintervallmåleren er vist i fig. 6.1, . De undersøkte spenningene U x 1 og U x 2 mates gjennom to kanaler til formingsanordningene. Når disse spenningene når referansenivåene U 01 og (U 02 , vises korte pulser U H og U K ved utgangen til formingsanordningene, tilsvarende begynnelsen og slutten av det målte tidsintervallet Tx. Disse pulsene virker på triggeren, utgangen puls som låser opp velgeren for tiden Tx.

I løpet av pulsens varighet blir tellepulser med en kjent periode T 0 som kommer fra generatoren registrert av telleren.

Tallet deres N er proporsjonalt med det målte tidsintervallet og leses fra leseenheten,

Periodemålerkretsen skiller seg fra den betraktede ved at pulsene til begynnelsen og slutten av intervallet som er lik repetisjonsperioden for spenningen som studeres, dannes i en kanal, og den andre generasjonskretsen er fraværende.

Perioden for tellepulsene To er valgt som et multiplum av 10 - k, s, hvor k er et heltall.

Den systematiske komponenten av ustabiliteten til tellepulsene kan reduseres ved periodisk å justere frekvensen til generatoren.

Diskretiseringsfeilen, for å redusere den, er det nødvendig å øke frekvensen til generatoren, hvis maksimalverdi er begrenset av hastigheten til telleren som brukes. For tiden opererer de beste masseproduserte tellerne opp til frekvenser på hundrevis av megahertz. Diskretiseringsfeilen kan reduseres noe ved å bruke en sjokkeksitert tellepulsgenerator utløst av en UH-puls.

Hvis enheten er designet for å måle forsinkelsestiden i enheten som studeres, kan intervallstartpulsen synkroniseres med tellepulser. Tidsintervallmåleren inkluderer en frekvensdeler som utløses ved å telle pulser. Pulsen fra utgangen til deleren starter enheten som studeres. På grunn av ustabiliteten til tidsforsinkelsen i deleren, er det ikke mulig å eliminere startfeilen fullstendig.

Nøyaktigheten av målingene kan forbedres betraktelig ved å bruke de spesielle metodene som er omtalt nedenfor.

Hvis det målte intervallet gjentas, kan diskretiseringsfeilen reduseres ved å øke det målte intervallet med et helt antall ganger eller ved å gjøre flere målinger.

10.2 Frekvensmåling

Frekvensmåling er en av de viktigste oppgavene som løses innen radioteknikk. Frekvens kan måles med svært høy nøyaktighet, derfor har metoder for å måle ulike parametere med deres foreløpige konvertering til frekvens og måling av sistnevnte blitt utbredt.

Det er følgende hovedfrekvensmålingsmetoder; elektronisk telling, kondensatorlading og -utlading, sammenligning av den målte frekvensen med den eksemplariske, samt ved hjelp av selektive passive kretser.

Den elektroniske tellemetoden består i å telle antall perioder med en ukjent frekvens i løpet av et eksemplarisk tidsintervall ved hjelp av en elektronisk teller, hvis hastighet begrenser rekkevidden av målte frekvenser til 100 ... 500 MHz. Store frekvenser må konverteres, og senke dem til de angitte grensene. Digitale frekvensmålere gjør det mulig å oppnå en relativ frekvensmålefeil i størrelsesorden 10 -11 V eller mindre. varierer opptil hundrevis av gigahertz.

Metoden for å lade og utlade en kondensator består i å måle gjennomsnittsverdien av ladningen eller utladningsstrømmen til kondensatoren, som er proporsjonal med frekvensen til den målte oscillasjonen. Metoden er egnet for måling av frekvenser opp til hundrevis av kilohertz med en feil på ca. 1 %.

Frekvensmåling ved sammenligning med referansen kan gjøres i et bredt frekvensområde, inkludert mikrobølgeovn. Målefeilen avhenger hovedsakelig av feilen ved bestemmelse av referansefrekvensen og kan være opptil 10 -13 .

Frekvensmåling ved bruk av selektive passive kretser: resonanskretser og resonatorer, reduseres til å stille inn kretsen til resonans, verdien av den målte frekvensen leses fra skalaen til innstillingselementet. Målefeilen er opptil 10 -4.

Dermed er de mest nøyaktige resultatene gitt av metodene for elektronisk telling og sammenligning, noe som skyldes tilstedeværelsen av kvantefrekvensstandarder, hvor de beste prøvene er preget av frekvensustabilitet opp til 10 -13 . For eksempel gjør hydrogenfrekvensstandarder produsert av industrien det mulig å oppnå eksemplariske frekvenser med en ustabilitet på 5 ... 10 -13 per dag.

Å gjøre nøyaktige målinger krever ikke bare kunnskap Nominell verdi eksemplarisk frekvens, men også noen andre parametere som karakteriserer dens ustabilitet.

10.3 Elektronisk tellemetode for måling av frekvens

Den elektroniske tellemetoden er basert på å telle antall pulser med ukjent repetisjonshastighet fx på et kjent, stabilt tidsintervall. Et forenklet blokkskjema av frekvensmåleren (fig. 8.2, a) ligner på tidsintervallmålerkretsen.

Frekvensen til kvartsoscillatoren er valgt lik n*10 k Hz, hvor k er et heltall, og verdien av divisjonsfaktoren n er et multiplum av ti. Derfor tilsvarer antallet pulser registrert av telleren N verdien av den målte frekvensen i de valgte enhetene. Verdien f 0 leses fra enhetens leseenhet.

Frekvensmåling ved å lade og utlade en kondensator

Denne metoden er grunnlaget for driften av frekvensmåleren, hvis krets er vist i. ris. 8.4, a. Spenning U g med en frekvens f x tilføres begrensende forsterker (fig. 8.4, b). Dens utgangsspenning U2, som er i form av rektangulære pulser, virker på en krets som består av en kondensator C og diodene D1 og D2. La i første øyeblikk spenningen på kondensatoren Uc = U2- Ladetidskonstanten er valgt til å være mye mindre enn halvparten av inngangsspenningens periode. Gjennomsnittsverdien av kondensatorladestrømmen som går gjennom dioden D1 og den magnetoelektriske enheten,

er proporsjonal med frekvensen fx, så skalaen til den magnetoelektriske enheten er kalibrert i forhold til den målte frekvensen.

Frekvenstellere av den betraktede typen opererer i området fra titalls hertz til enheter på megahertz. Dette frekvensområdet dekkes av flere delområder med ulike målegrenser Overgangen fra grense til grense oppnås ved å endre kapasitansen, som velges slik at ved de begrensende frekvensene til delområdene er apparatets gjennomsnittlige strøm tilstrekkelig til å avvike fra pilen til full skala.

Frekvensmåling ved sammenligning med referanse

I denne metoden sammenlignes den målte frekvensen fx med den kjente frekvensen f 0 til referansefrekvensoscillatoren. Ved å omorganisere sistnevnte oppnår man likestilling

hvor Δσp1 er frekvenssammenligningsfeilen.

Frekvenssammenligningsfeilen avhenger av indikasjonsmetoden for frekvenslikhet. I noen enheter brukes en mikser og hodetelefoner for å indikere likhet (fig. 8.5, a). Under påvirkning av svingninger av referansen og målte frekvenser, forekommer svingninger av kombinasjonsfrekvenser av formen mfx ± i blanderen. nf 0 , hvor m og n er heltall. Hvis forskjellsfrekvenssignalet faller innenfor hodetelefonens båndbredde, hører operatøren en tone av denne frekvensen. Ved å endre f 0 bør du oppnå den laveste tonen, som for forskjellige typer hodetelefoner er titalls hertz.

Siden frekvensen er ukjent under målinger, er metoden tvetydig og før målinger er det nødvendig å vite den omtrentlige verdien av f x . Den betraktede metoden for å måle frekvenser kalles noen ganger metoden med nullslag.

Målinger gjøres ved bruk av gaffelmetoden. Sammenligningsfeilen i dette tilfellet er 10...30 Hz.

10.4 Frekvensmåling med selektive passive kretser

Måling på denne måten reduseres til å stille inn den selektive kretsen til frekvensen til signalet. Frekvensen telles av posisjonen til tuning-elementet. Slike kretser kan være brokretser og oscillerende kretser. Foreløpig brofrekvensmålere, hvis omfang er begrenset lave frekvenser, har blitt fullstendig erstattet av andre typer enheter. Praktisk bruk fant kun frekvensmålere ved hjelp av en resonanskrets, kalt resonansbølgemålere. Disse enkle instrumentene dekker frekvensområdet fra hundrevis av kilohertz til hundrevis av gigahertz. Et forenklet diagram av et resonansbølgemåler med en sløyfe er vist i fig. 8.8. En spenning med ukjent frekvens fx tilføres gjennom koblingsspolen Lcv til en krets bestående av eksemplariske spoler L og variabel kondensator C Kretsen stilles inn ved å endre kapasitansen Resonanstilstanden bestemmes av en magnetoelektrisk enhet av maksimal spenning på spolens del. Verdien av den målte frekvensen leses av skalaen til kondensatoren.

Frekvensmålingsfeilen ved bruk av resonansbølgemålere bestemmes av følgende hovedfaktorer: kalibreringsfeil, ustabilitet av resonansfrekvensen til det oscillerende systemet, påvirkningen av kommunikasjon med generatoren og indikatoren, unøyaktighet ved å fikse resonansen. Kalibreringsfeilen kan være stor hvis det er feil i innstillingsmekanismen, som har en ganske kompleks design. Denne feilen øker på grunn av slitasje på mekanismedelene, utseendet på forvrengninger og tilbakeslag.

På grunn av forbindelsen med indikatoren og kilden til den målte frekvensen, introduseres aktive og reaktive motstander i resonatoren. En økning i aktive tap reduserer kvalitetsfaktoren, og variasjonen av de introduserte reaktansene fører til et skifte i resonansen. Redusering av feilene på grunn av påvirkningen fra indikatoren og signalkilden oppnås ved å redusere forbindelsen. Men i dette tilfellet synker spenningen som leveres til detektoren, og forsterkere må innføres i kretsen etter detektoren.