Radiostasjon - gjør det selv

Teknologi for å bygge og stille inn en radiostasjon på 27 MHz + 8 strukturer (modifikasjoner) med en rekkevidde på 2–4 km

Dokumentasjonen er ment for nybegynnere radioamatører som selvstendig designer bærbare radiostasjoner for individuell bruk.

I den første delen er det grunnleggende om å bygge en radiostasjon gitt, funksjonsblokkene til mottakeren og senderen og deres drift er beskrevet, påvirkningen av kretselementer på driften av radiostasjonen vurderes, det gis anbefalinger for valg av optimale moduser. Det legges vekt på de viktigste hovedkretsløsningene.

Den andre delen gir praktiske diagrammer over radiostasjoner og deres beskrivelse, samt en innstillingsteknikk. Det er gitt skjemaer for enkle assistentenheter for å stille inn og kontrollere radiostasjoner.

Ved sammenstilling av dokumentasjonen tok vi utgangspunkt i det faktum at de aller fleste radioamatører, spesielt nybegynnere, ikke disponerer slike enheter som et oscilloskop, frekvensteller osv., samt muligheten for å anskaffe knappe radiokomponenter som f.eks. som kvartsresonatorer.

I prosessen med å utvikle dokumentasjonen ble mange ordninger testet, hvorfra de best egnede for repetisjon ble valgt ut, foredlet og testet. Samtidig viste det seg at de fleste av ordningene gitt i litteraturen inneholder unøyaktigheter, feil og grunnleggende feil, og som et resultat kan de ikke repeteres hjemme.

Vi håper at materialet utarbeidet av oss vil være nyttig for deg og hjelpe deg å ta dine første skritt inn i den fascinerende verden av radiokommunikasjon.

1. Grunnleggende om å bygge en radiostasjon

1.1. Radiostasjonen består av en mottaker og en sender.

Radiosenderen konverterer lydvibrasjoner (tale, musikk osv.) til elektromagnetiske vibrasjoner som sendes ut av antennen. Disse elektromagnetiske bølgene mottas av mottakeren og konverteres tilbake til lyd.

Dager med amatørradiokommunikasjon er tildelt flere bånd. Radioene beskrevet i denne dokumentasjonen er designet for å operere på 10 meter amatørbåndet ved 27,120 MHz. Moduleringstypen som brukes i senderen er den enkleste - amplitudemodulasjon. Mottakerne er bygget i henhold til et superregenerativt opplegg.

1.2. Generelle prinsipper drift av en superregenerativ mottaker.

Denne typen mottaker er best egnet for å bygge enkle radiostasjoner:
- ingen knappe deler;
- et lite antall kretselementer;
- ordningens enkelhet;
- tilstrekkelig følsomhet.

Mange nybegynnere radioamatører, som samlet slike mottakere, ble skuffet. Mottakeren startet enten ikke i det hele tatt, eller var for "lunefull" i tuning. Dette skyldes i stor grad det faktum at kretsløsninger i mange publikasjoner er svært kritiske for karakterene til elementene, spesielt transistoren.

Ordningene gitt i denne dokumentasjonen kjøres vanligvis umiddelbart etter montering.

Den superregenerative mottakeren (fig. 1) består av tre funksjonsblokker:
- inngangskrets;
- super-regenerator;
- lavfrekvent forsterker.

Inngangskretsen består av en antenne og et filter L1, C2, C3 og er designet for å øke selektiviteten til mottakeren. Faktum er at den superregenerative mottakeren har et ganske bredt bånd (250-500 kHz). Derfor, hvis inngangskretsen er ekskludert fra mottakeren, kan andre radiostasjoner som opererer i dette området, sammen med hovedsignalet, høres. I tillegg, med en tilstrekkelig høy følsomhet av mottakeren, kan forskjellige elektriske forstyrrelser induseres. Inngangskretsen i seg selv forsterker ikke hovedsignalet, tvert imot svekkes det noe, men det undertrykker radiostasjonene som opererer på de nærmeste frekvensene betydelig. Inngangskretsen kan utelukkes, da kobles kondensatoren C1 til kretsen L2C5C7 direkte.

Ris. 1. Super regenerativ mottaker.

Oppgaven til superregeneratoren er å forsterke og demodulere det mottatte høyfrekvente signalet. Superregeneratoren er designet som en tilbakemeldingsforsterker. Kretsen, når den er riktig konfigurert, har den maksimale følsomheten som VT1-transistoren med gode høyfrekvente parametere kan gi. Den mest akseptable og enkleste metoden for å velge "gode" transistorer, i fravær av enheter, er en praktisk test av deres drift i henhold til kretsen. Kretsen (fig. 1) til superregeneratoren gjør det mulig å bruke nesten alle høyfrekvente transistorer med lav og middels effekt med bakover- eller foroverledning uten endringer.

I sistnevnte tilfelle er det nødvendig å endre polariteten til strømforsyningen.

Det er tre typer oscillasjoner i superregeneratoren:
- høyfrekvens - lik den mottatte frekvensen (27,12 MHz);
- hjelpe - 30-50 kHz;
- lavfrekvent - tilsvarende amplitudemodulasjon.

Til normal operasjon Det er nødvendig for mottakeren at de høyfrekvente oscillasjonene til superregeneratoren faller sammen med den mottatte frekvensen til senderen, og frekvensen til hjelpesvingningene er innenfor 30-50 GHz.

For å sikre regenerering av høyfrekvente svingninger, må resonansfrekvensen til kretsen L2-C5-C7 samsvare med frekvensen til senderen (innstilt av kondensator C7), og ved hjelp av C8 oppnås optimal tilbakemelding, d.v.s. den høyeste følsomheten til superregeneratoren rett før selveksitasjonen begynner. Med en reduksjon i kapasitansen C8 til en viss grense på 4-15 pF, øker mottakerens følsomhet, og deretter oppstår generasjonsavbrudd.

I tillegg påvirker kapasitansen til kollektor-emitter-krysset til transistoren VT1 også generasjonsprosessen. Krysset kapasitans danner en slags kondensator koblet parallelt med C8. Hvis kapasitansen til VT1-krysset er stor nok (20-30 pF), er det ikke mulig å oppnå en høy følsomhet for mottakeren ved å justere kondensatoren C8. I dette tilfellet er det mulig å utelukke kondensatoren C8 helt, og tilbakemeldingen vil bare bli utført på grunn av kapasitansen til "kollektor-emitter"-krysset til transistoren VT1. Frekvensen av hjelpesvingninger bestemmes hovedsakelig av R4C9-kjeden.

Emitterstrømmen til transistoren VT1, som strømmer gjennom motstanden R4, lader samtidig kondensatoren C9. Emitteren blir mer negativ og en lavere forspenning påføres basen enn til emitteren. Transistorstrømmen avtar og transistoren slår seg av. Videre begynner kondensatoren C9 å utlades gjennom R4, emitterspenningen faller, og prosessen fortsetter. Med de gitte karakterene R4-C9 er frekvensen fra 30 til 50 kHz.

Induktor Dr1 (20-60 MKGN) filtrerer ut høyfrekvente oscillasjoner, og restene lukkes til jord gjennom C9. Derfor, hvis du endrer verdiene til R4-C9-kjeden, bør du ikke velge C9 mindre enn 1000 pF slik at motstanden mot RF-rester er minimal.

Transistor VT1 er koblet i henhold til skjemaet med en felles base. Motstander R1 R2 setter driftspunktet til transistoren. Dette punktet må velges på en slik måte at det svinger mellom forsterkende og selvspennende moduser.

Superregeneratorkretsen (fig. 1) gir maksimal mottakerfølsomhet ved enkel regulering på grunn av kondensatorene C7, C8. Hvis du bruker andre typer transistorer, må du kanskje velge motstanden R2 for å øke følsomheten.

Når du velger en transistor VT1 med gode egenskaper, bringes mottakerens følsomhet til 1-2 mikrovolt.

R5-C10-C11-kjeden tjener til å skille lav- og hjelpefrekvensene. Det lavfrekvente signalet med resten av hjelpefrekvensen mates til R5.

Lavfrekvensforsterkeren er enkel, krever ikke tuning, og gir tilstrekkelig utgangseffekt. I tillegg er R5-C10-C11-kjeden et filter som demper passasjen av hjelpefrekvensen C10 til ULF, bør ikke settes til mer enn 2 mikrofarader.

1.3. Generelle prinsipper for utforming av sendere.

Radiosenderen består av en høyfrekvent generator (HHF), en høyfrekvent effektforsterker (UMHF), et slutttrinn og en modulator.

1.3.1 Høyfrekvensgenerator (HFG).

Grunnlaget for enhver sender er GHF (fig. 2). Hovedoppgaven til GHF er generering av høyfrekvente oscillasjoner, hovedkarakteristikken er frekvensstabilitet. Stabilitet forstås som et avvik, en endring i frekvensen til MHF fra en gitt. For vårt tilfelle er en tilfredsstillende stabilitet på 0,01 - 0,001 % avvik, dvs. avvik fra frekvensen på 27,120 MHz med ikke mer enn 27,12 kHz er tillatt. Dessuten bør slik stabilitet opprettholdes med endringer i temperatur, forsyningsspenning, fuktighet og andre ugunstige faktorer. Driftspunktet til transistoren VT1 er satt av motstandene R1, R2. Kondensator C3 og oscillerende krets L1-C2-C1 bestemmer bærefrekvensen til generatoren. For å sikre pålitelig drift av senderen, er MHF innstilt til punktet med maksimal oscillasjonsstabilitet ved å justere oscillasjonskretsen. Temperaturstabiliseringen til GHF leveres av R3-C4-kretsen, tilbakemeldingen er C5.

Ris. 2. Høyfrekvent generator.

La oss vurdere hovedårsakene som forårsaker ustabiliteten til MHF (fig. 2).

en). Ustabilitet er forårsaket av en endring i parametrene til transistoren VT1, hovedsakelig på grunn av svingninger i temperatur og forsyningsspenning. Silisiumtransistorer i denne forbindelse er mer å foretrekke enn germanium. I tillegg, når du velger en transistor VT1, er det nødvendig, i henhold til referansedata, å velge transistoren med en begrensende frekvens på 200 MHz eller mer, samt med muligens mindre interne koblingskapasitanser. Jo bedre disse parameterne er, jo mer stabilt, med mindre forvrengning, fungerer MHF. Under drift varmes transistoren opp, og dette endrer på sin side parametrene (transistor-reversstrømmer, etc.) og kan forårsake en betydelig frekvensdrift.

For å forhindre denne prosessen må transistoren velges med tanke på effekt og kollektorstrøm med margin. I dette tilfellet vil VT1 fungere i lysmodus - intern oppvarming vil være minimal, kollektorstrømmen VT1 er optimal - henholdsvis 8-10 ganger mindre enn maksimal referanse, og når det gjelder kraft.

2). Et veldig viktig element i GHF, som påvirker stabiliteten til frekvensen, er en oscillerende krets bestående av en induktor L1 og kondensatorer C1, C2.

Frekvensstabiliteten er høyere, jo større kvalitetsfaktoren til oscillerende krets er, og dette avhenger både av induktoren L1 og av typen og størrelsen på kapasitansene C1, C2.

Kvalitetsfaktoren til en induktor bestemmes av motstanden til materialet (tråden), størrelsen og formen på spolen og typen kjerne. Trykte spoler har høy stabilitet, hovedsakelig på grunn av minimum interturn kapasitans. Den indre diameteren (mindre omdreining) til den trykte spolen anbefales å være minst 10 mm, lederbredden er minst 0,5 mm, avstanden mellom svingene er minst 0,3 mm. En tilstrekkelig stabil spole kan også lages av alm kobbertråd.

en). Ikke forsøk å miniatyrisere spolen. Den indre diameteren må være minst 8 mm.

b). Lederens egenmotstand bør være minimal, og derfor er diameteren på ledningen innenfor 1-1,5 mm. Materiale - kobber (trådmerke PEV, PYL).
Hvis det er mulig å bruke en forsølvet ledning, eller å påføre en sølvfilm på ledningen selv, for eksempel ved å bruke en brukt fikser, vil dette øke kvalitetsfaktoren til spolen ytterligere.

i). Det er ønskelig å bruke rammeløse spoler, og hvis en ramme brukes, så keramikk. Med svingninger i temperaturen kan rammen utvide seg og følgelig endre spolens geometri, og dette endrer igjen induktansen og frekvensen.

G). Enkeltlags spoler med tvungen stigning er preget av høy stabilitet. Dette er fordi jo nærmere svingene er hverandre, jo større er deres kapasitans og sammenkobling. Og dette forverrer egenskapene til kretsen.

e). Når du plasserer spolen på brettet, må det tas hensyn til at andre kretselementer som er plassert nær (5-10 mm) av spolen kan forårsake ustabilitet. Det anbefales spesielt ikke å plassere slike deler som elektrolytiske kondensatorer, metalltransistorer fra endene av spolen. Kondensator C1 er bedre å bruke keramikk med luft dielektrisk(kapasitans C1 - 4/20 pF, C2 - 10 pF), kondensator C2 er keramisk og tjener til å undertrykke harmoniske.

e). For å stabilisere frekvensen er kraften til GHF valgt liten (5-10 MW), og belastningen holdes svak. Hovedeffekten oppnås av en høyfrekvent effektforsterker. Hvis du har til rådighet en kvartsresonator med en frekvens på 27,12 MHz, kan den inkluderes i kretsen i stedet for C3 GHF (fig. 2). Dette vil gi utmerket stabilitet.
og). Det anbefales å gjøre lederne som forbinder kretselementene kortere, uten å overlappe monteringsledningene.

1.3.2 Høyfrekvent effektforsterker (UMHF) og høyfrekvent filter.

Hovedformålet med UMHF er å forsterke kraften til høyfrekvente oscillasjoner, og filteret er å matche antennen og senderen for mer effektiv stråling elektromagnetiske oscillasjoner og undertrykkelse av falske utslipp.

UHF og et filter kan kombineres i en enhet, bruk av moderne silisiumtransistorer gjør det mulig å bruke enkel ett-trinns UHF for å oppnå strålingseffekt ved antennen opp til 600 MW, og dette gir en kommunikasjonsrekkevidde på opptil 2-5 km. Når du bygger sendere med UHF, kreves nøye filterjustering for å undertrykke falske emisjoner (harmoniske), ellers vil senderen forstyrre husholdnings- og annet TV- og radioutstyr. Vurder driften av UMHF og den endelige kaskaden i henhold til skjemaet i fig. 3.

Ris. 3. Høyfrekvent effektforsterker.

Høyfrekvente oscillasjoner mates til bunnen av transistoren VT1, hvis driftspunkt er valgt og fiksert av en stiv deler R1, R2. Det høyfrekvente signalet forsterkes av transistoren VT1 og tildeles induktoren Dr1, som har høy motstand mot høyfrekvens. For mer stabil drift, i stedet for Dr1-choken, er det nødvendig å slå på LC-oscillerende krets, innstilt på hovedbærefrekvensen (27,120 MHz). For å kompensere for påvirkningen av temperaturregimet til transistoren VT1, er R3-C1-kretsen koblet til emitteren. Med en reduksjon i motstanden R3 øker kollektorstrømmen VT1 og følgelig kraften til UHMW. Man må samtidig huske at for mye kollektorstrøm får transistoren til å varmes opp.

Derfor er det nødvendig:

en). Velg kraften til transistoren VT1, som er 2-5 ganger høyere enn den faktiske. Dette bestemmes av den maksimale kollektorstrømmen, av referansedataene til transistoren og faktisk målt.

2). For å fjerne varme fra transistoren må radiatorer brukes.

Det forsterkede signalet gjennom kondensatoren C2 mates til P-filteret C3-L1-C4 og videre gjennom spolen L2 til antennen. Det forsterkede høyfrekvente signalet inneholder ikke bare grunnfrekvensen, men også dens harmoniske. Kraften til harmoniske er ofte sammenlignbare med kraften til grunnfrekvensen. For å undertrykke dem, må du nøye velge vurderingene og justere P-filteret. Kretselementene til P-filteret må velges individuelt for hver sender, fordi dens egenskaper avhenger av transistoren VT1, samt av motstanden og kapasitansen til antennen. Vanligvis er det nok å justere kjernene til spolene L2, L1.

Hjemme kan det mest grove anslaget på effektiviteten av harmonisk undertrykkelse med et P-filter være TV- og radioutstyret ditt.

1.3.3. Modulering.

Som allerede nevnt bruker disse radioene amplitudemodulasjon. Høyfrekvente oscillasjoner, deres amplitude (verdi) endres i forhold til lavfrekvente svingninger. Lavfrekvente oscillasjoner fra mikrofonen forsterkes av ULF og styrer størrelsen på høyfrekvente svingninger (fig. 4).

Ris. 4. Amplitudemodulert høyfrekvent oscillasjon.

På fig. 4-a viser umodulerte høyfrekvente bærebølgeoscillasjoner på 27,12 MHz, og amplituden er konstant UHF (a-c). Det er ingen superposisjon av lavfrekvente vibrasjoner og ingen informasjon overføres.

Amplitudemodulerte oscillasjoner (fig. 4-c) av et høyfrekvent signal endres i samsvar med lavfrekvente svingninger (fig. 4-b).

Amplituden til høyfrekvente oscillasjoner (fig. 4-c) endres med verdien av UHF (a-c) og UHF (b-d), dvs. det er en umodulert UHF (c-d) komponent som ikke endres. Verdien av den endrede amplituden i prosent kalles modulasjonsdybden. Med amplitudemodulasjon er det svært viktig å oppnå maksimal (100%) modulasjonsdybde. Ellers, selv med kraftig stråling av høyfrekvente oscillasjoner, vil rekkevidden til radiostasjonen være betydelig begrenset. Det kan betraktes at sendereffekten, på grunn av hvilken den umodulerte komponenten leveres, ganske enkelt går tapt. For eksempel, hvis sendereffekten er 100 MW ved en modulasjonsdybde på 30 %, tilsvarer dette en sendereffekt på 30 MW og en modulasjonsdybde på 100 %.

Mest på en enkel måte amplitudemodulasjon er effektmodulasjon. Hvis mindre strøm tilføres til MHF, reduseres amplituden til høyfrekvente oscillasjoner generert av MHF tilsvarende. Derfor endres strømforsyningen til MHF i samsvar med endringen i lavfrekvent signal, vi kan modulere høyfrekvente oscillasjoner.

Ris. 5. Modulatorkrets.

Modulatorkretsen (fig. 5) består av en ULF på transistorene VT1, VT2 og en modulert transistor VT3. Gjennom avkoblingskondensatoren C4 mates de forsterkede lavfrekvente oscillasjonene til bunnen av transistoren VT3. Motstand R5 setter blandingen av VT3-basen slik at strømmen i punkt (A) er lik halvparten av strømmen dersom minus GHF kobles direkte til minusforsyningen. I dette tilfellet vil størrelsen på amplituden til HF-svingninger også være lik omtrent halvparten av maksimum. I dette tilfellet vil de positive halvbølgene av lavfrekvente oscillasjoner åpne VT3, og de negative, tvert imot, lukkes. Følgelig vil amplituden til RF-oscillasjonene øke og redusere proporsjonalt. For å oppnå 100 % modulasjon er det nødvendig å velge en slik lavfrekvent signaleffekt slik at VT3 åpner helt med en positiv halvbølge, og lukker helt med en negativ halvbølge. Hvis kraften til lavfrekvent signal er utilstrekkelig, vil den positive halvbølgen ikke åpne transistoren VT3 helt, noe som betyr at amplituden til høyfrekvente signalet ikke vil nå sitt maksimum. Følgelig vil den negative halvbølgen ikke lukke VT3 fullstendig, og RF-signalet vil ikke nå sitt minimum, og med utilstrekkelig kraft til lavfrekvente signal, er området for amplituden til høyfrekvente svingninger begrenset.

Hvis lavfrekvente signalet tvert imot er for sterkt, oppstår overmodulasjon. I dette tilfellet er VT3-transistoren helt åpnet selv før lavfrekvente signalet når sitt maksimum. Og med en ytterligere økning i amplituden til LF, øker ikke amplituden til HF-svingningene. Dette begrenser amplituden ovenfra. Følgelig er det en begrensning nedenfra. S1-knappen brukes for et intermitterende toneanrop.

2. Metode for å stille inn radiostasjonen.

2.1. Senderoppsett.

For å teste senderens ytelse, konfigurere og kontrollere den, er det nødvendig å lage en enkel detektormottaker. Hjemme, i fravær av enheter og erfaring med dem, vil detektormottakeren tillate deg å stille inn senderen til en frekvens på 27,12 MHz med tillatte avvik, evaluere strålingseffekten og modulasjonsdybden. Detektormottakeren (fig. 6) må stilles inn på en frekvens på 27,120 MHz.

Ris. 6. Detektormottaker.

Det er ønskelig å stille inn mottakeren ved hjelp av en standard signalgenerator (GSS). Etter å ha satt GSS-frekvensen til 27.120 MHz, still inn mottakeren med kondensator C1 i henhold til det maksimale signalet i hodetelefonene. I dette tilfellet må mottakeren gradvis flyttes lenger fra GSS, justere mottakeren. Etter tuning kan du ikke bytte antenne. I stedet for GSS kan du bruke en egenlaget GHF stabilisert av en kvartsresonator (fig. 2). Hvis dette ikke er mulig, er det nødvendig å lage L1-spolen og antennen mer nøye, og erstatte kondensatoren C1 med en konstant, med en kapasitet på 30 pF. I dette tilfellet vil avviket fra frekvensen på 27,12 MHz være akseptabelt, dvs. i amatørserien er L1-spolen rammeløs, med en indre diameter på 8 mm, antall omdreininger er 17, stigningen er 0,5 mm, tråddiameteren er 1 mm. Antenne - ledning med en diameter på 1 mm, lengde - 25 cm.

Senderen er konfigurert i følgende rekkefølge:
1. modulatorinnstilling.
2. innstilling av MHF til en frekvens på 27,12 MHz.
3. UMHF-innstilling for maksimal forsterkning og minimum harmoniske.
4. sette modulatoren til 100 % modulasjonsdybde.
5. justering av den sammensatte senderen.

For å sjekke modulatoren må du koble til hodetelefoner i stedet for GHF (fig. 5) og sette på strøm til 9 V-modulatoren. I dette tilfellet skal modulatoren fungere som en vanlig ULF. Følsomheten justeres ved å velge motstanden R1. Samtalen kontrolleres ved å lukke kontaktene til bryteren S1, mens et intermitterende lydsignal skal høres (tonen endres av kapasitansen C5).

For å konfigurere MHF må du koble den til modulatoren, feste (slå på) toneanropsknappen S1 og lodde et stykke ledning 5-7 cm lang og 0,5-0,7 mm i diameter som en antenne til GHF-kondensatoren C6 (fig. 2), slå på strømmen. Din HHF vil fungere som en sender med en bærefrekvens på ca. 27 MHz og modulert med et tonesignal.

Plasser mottakeren nær (10-20 cm) til MHF. GHF er innstilt til en frekvens på 27,12 MHz av kondensator C1 (fig. 2). Når den er innstilt på 27,120 MHz, skal en summetone høres.

Etter det kan du justere modulasjonsdybden, det er bedre å gjøre det sammen: en snakker inn i modulatormikrofonen og endrer motstanden R5 (fig. 5), og den andre kontrollerer hørbarheten gjennom mottakeren, den mest forståelige hørbarheten tilsvarer til dyp modulering.

Den neste blokken er konfigurert UMHF. For dette må du aktivere komplett opplegg sender med antenne.

En enkel måte å kontrollere senderens innstilling på maksimal effekt- maksimalt strømforbruk for senderen. Slå på amperemeteret mellom strømforsyningen og senderen, kontroller mengden strøm i UMHF (fig. 3). Først, hvis du koblet til en krets i stedet for en choke, still inn LC-resonanskretsen til resonans ved å justere kondensatoren. Velg deretter det optimale driftspunktet for transistordeleren R1 R2. Tuning-kontrollen er foreløpig estimert i henhold til gjeldende forbruk. Justering av det harmoniske undertrykkelsesfilteret utføres av kjernene til spolen L1 L2 med antennen tilkoblet. Effektiviteten av undertrykkelsen styres av fraværet av forstyrrelser på alle TV- og radiokanaler. Etter filterjustering er falske utslipp vanligvis godt undertrykt, men 100 % undertrykking er ikke garantert. For å gjøre dette må du sjekke senderen på kurvesporeren.

2.2. Oppsett av mottaker.

For å stille inn mottakeren er det nødvendig å ha en kilde til stråling av modulerte høyfrekvente oscillasjoner. Det er bedre å bruke GSS, i fravær av det, kan du erstatte GHF eller en sender som allerede er innstilt til en frekvens på 27,12 MHz. Før du setter opp mottakeren, sørg for at den fungerer. For å gjøre dette er det nok å bruke strøm og ved å justere tilbakemeldingsverdien (kondensator C8 - Fig. 1), for å oppnå utseendet til støy i hodetelefonene. Deretter utføres mottakerinnstillingen sammen med senderen eller GSS. Oppsettet er enkelt. Ved å justere kondensatorene C7 og C8, er det nødvendig å oppnå maksimalt signal i mottakerens hodetelefoner, gradvis bevege seg bort fra senderen. Innstilling må utføres med antennen som vil være på radiostasjonen. Endring av lengden og formen på antennen vil kreve en ny innstilling av mottakeren. Mottakerfrekvensen justeres av kondensator C7, og følsomheten er C8. Hvis mottakeren inneholder en inngangskrets, justerer kondensatoren C2 inngangskretsen til en frekvens på 27,120 MHz.

Rekkevidden bestemmes av følgende hovedfunksjoner:
- sendereffekt;
- mottakerfølsomhet;
- miljøforhold.

Effekten til enkle sendere i en radiostasjon (fig. 7) kan økes opp til 250-300 MW uten vesentlige endringer. Dette oppnås gjennom:

a) erstatte transistoren VT1 med en middels krafttransistor KT603, KT608, KT645, KT630 med høyest mulig forsterkning;

b) øke forsyningsspenningen til 12 V levert til senderen (strømforsyningen til mottakeren skal ikke endres);

c) å styrke forbindelsen til oscillerende krets L1-C2-C5 med antennen (jo nærmere antennen er koblet til kollektoren VT1, desto sterkere er forbindelsen og den utstrålte kraften på antennen);

d) å redusere motstanden til motstanden R3 (i dette tilfellet øker kollektorstrømmen VT1 og amplituden til RF-svingningene).

Å gjøre endringer på senderen krever justering av bærefrekvensen med kondensator C5. Noen ganger, når du erstatter VT1, er det nødvendig å justere deleren R1 R2. Med en økning i sendereffekten øker strålingsstyrken til harmoniske, og skaper interferens i luften. Delvis kan dette elimineres ved å velge en tilpasset antennelengde og øke kapasitansen til kondensatoren fra 2 til 30 pF.

Hvis det likevel ikke er mulig å bli kvitt interferens, er det nødvendig å i tillegg koble til et II-filter, dvs. slå på spolene L1, L2 og kondensatorene C3, C4 (fig. 3).

En mer "ufarlig" måte å øke rekkevidden på er å øke følsomheten til mottakeren. Dette oppnås:
1) mer presis justering av følsomheten ved hjelp av kondensatorene C19, C20 (fig. 7);
2) erstatte transistoren VT5 med GT311Zh, KT311I, KT325V, KT3102, KT3102E, etc.;
3) mer nøyaktig valg av verdien av motstanden R10.

Lengden og formen på antennen påvirker i stor grad både mottakerens følsomhet og strålingseffekten til senderen. Ved valg av piskeantenner anses antennelengden på 125 cm (1/8 bølgelengde) som den mest akseptable.

2.4. Detaljer og design.

I radiostasjoner, hvis skjemaer er gitt nedenfor, brukes for det meste funksjonelt lignende deler.

Spoler med en induktans på 0,8 MKH utføres som beskrevet i avsnitt 3.1. for en detektormottaker kobles pluss strøm (i alle kretser) til den midterste omdreiningen av spolen, og et høyfrekvent signal tas fra den 5. omdreiningen, tellende fra transistorens kollektor.

I UMHF (fig. 3) er spolene laget på en polystyrenramme med en diameter på 7 mm med en karbonjerntrimmer. Spole L1 inneholder 9 vindinger, og L2 - 15 vindinger kobbertråd med en diameter på 0,8 mm. Utformingen av senderspolene (fig. 9), inkludert L2 med en induktans på 0,8 µH, er beskrevet ovenfor, og L4 er viklet over L2 og består av 4 vindinger med ledning med en diameter på 0,8 mm, jevnt fordelt over spolen L2. Tilsvarende er spoler L2, L1 laget i senderen (fig. 8). Spole L3 (fig. 9) er viklet på en polystyrenramme med en diameter på 7 mm med en karbonjerntrimmer, antall omdreininger er 10, tråddiameteren er 0,5 mm.

En stang eller fleksibel ledning 50-150 cm lang brukes som antenne.

TON-2M telefoner brukes som mikrofon og telefon. Når du bruker en annen mikrofon, må du justere det første trinnet av modulatoren. Andre ULF-er kan brukes i mottakeren, inkludert de som er designet for dynamiske hoder, men 1. trinn på ULF-mottakeren bør ikke endres.

Ris. 7.

Ris. åtte.

Ris. 9.

Ris. ti.

Ris. elleve.

Ris. 12.

Ris. 1. 3.

Ris. fjorten.

R11 - 75 ohm, 2 x 33 ohm satt inn, skal kobles i serie.
C14 - 30 pf, investert 2 til 68 pf, bør inkluderes i serie.
R16 R8 velges under justering.

Antennen kobles til den nedre kontakten til bryteren P1.2 (se monteringstegningen).

Installer jumpere 1-1, 2-2, 3-3, 4-4, 5-5 på brettet. Installasjon i henhold til skjema og monteringstegning.

Oppsett og justering av radiostasjonen utføres i henhold til dokumentasjonen.

Bryter P1.1 og P1.2 slås på samtidig for å gå inn i overføringsmodus. Bryter P3 i sendemodus muliggjør toneanrop.

Switch P2 kan være av hvilken som helst type, avhengig av utformingen av saken din.

Motstander type MLT-0.125.

Kondensatorer type KD, KN, KPK, K50-6.

monterings tegning trykt kretskort 27 MHz radioer

Sammensatt av: Patlakh V.V.

Høyfrekvente generatorer er designet for å produsere elektriske svingninger i frekvensområdet fra titalls kHz til titalls og til og med hundrevis av MHz. Slike generatorer utføres som regel ved hjelp av LC-oscillerende kretser eller kvartsresonatorer, som er frekvensinnstillingselementer. I utgangspunktet endres ikke kretsene vesentlig fra dette, derfor vil høyfrekvente LC-generatorer bli vurdert nedenfor. Merk at om nødvendig kan oscillatorkretsene i enkelte oscillatorkretser (se f.eks. Fig. 12.4, 12.5) enkelt erstattes av kvartsresonatorer.

(Fig. 12.1, 12.2) er laget etter den tradisjonelle og i praksis velprøvde "induktive trepunkts"-ordningen. De skiller seg i nærvær av en emitter RC-krets som setter driftsmodusen til transistoren (fig. 12.2) iht. likestrøm. For å skape tilbakemelding i generatoren, lages en kran fra induktoren (fig. 12.1, 12.2) (vanligvis fra dens 1/3 ... 1/5 del, regnet fra den jordede utgangen). Ustabiliteten til driften av høyfrekvente generatorer på bipolare transistorer skyldes den merkbare shunteffekten til selve transistoren på oscillerende krets. Når temperaturen og / eller forsyningsspenningen endres, endres egenskapene til transistoren merkbart, slik at generasjonsfrekvensen "flyter". For å svekke transistorens innflytelse på driftsfrekvensen for generering, er det nødvendig å svekke forbindelsen til oscillerende krets med transistoren så mye som mulig, og redusere overgangskapasitansene til et minimum. I tillegg påvirker endringen i lastmotstand merkbart generasjonsfrekvensen. Derfor er det ekstremt nødvendig å slå av emitter-(kilde)følgeren mellom generatoren og lastmotstanden.

Generatorer bør drives av stabile strømforsyninger med lavspenningsrippel.

Generatorer laget på felteffekttransistorer (fig. 12.3) har bedre egenskaper.

Sammensatt i henhold til det "kapasitive trepunkts"-skjemaet på bipolare og felteffekttransistorer, er vist i fig. 12.4 og 12.5. I utgangspunktet, i henhold til deres egenskaper, er de "induktive" og "kapasitive" trepunktskretsene ikke forskjellige, men i den "kapasitive trepunkts"-kretsen er det ikke nødvendig å trekke en ekstra konklusjon fra induktorspolen.

I mange generatorkretser (fig. 12.1 - 12.5 og andre kretser) kan utgangssignalet tas direkte fra oscillerende krets gjennom en liten kondensator eller gjennom en matchende induktiv koblingsspole, samt fra ujordet vekselstrøm elektroder til det aktive elementet (transistor). I dette tilfellet bør det tas i betraktning at tilleggsbelastningen til oscillerende krets endrer dens egenskaper og driftsfrekvens. Noen ganger brukes denne egenskapen "for godt" - med det formål å måle ulike fysiske og kjemiske mengder, kontrollere teknologiske parametere.

På fig. 12.6 viser et diagram over en litt modifisert versjon av RF-generatoren - et "kapasitivt trepunkt". Dybden av positiv tilbakemelding og de optimale forholdene for eksitasjon av generatoren velges ved hjelp av kapasitive kretselementer.

Generatorkretsen vist i fig. 12.7, kan brukes i et bredt spekter av verdier for induktansen til spolen til oscillerende krets (fra 200 μGh til 2 H) [R 7 / 90-68]. En slik generator kan brukes som en bredspektret høyfrekvent signalgenerator eller som en måleomformer av elektriske og ikke-elektriske størrelser til frekvens, samt i en krets for måling av induktanser.

Generatorer basert på aktive elementer med en N-formet CVC (tunneldioder, lambda-dioder og deres analoger) inneholder vanligvis

strømkilde, aktivt element og frekvensinnstillingselement (LC-krets) med parallell- eller seriekobling. På fig. 12.8 viser et diagram av en RF-generator på et element med en lambdaformet strøm-spenningskarakteristikk. Frekvensen kontrolleres ved å endre den dynamiske kapasitansen til transistorene når strømmen som flyter gjennom dem endres.

LED HL1 stabiliserer driftspunktet og indikerer på-tilstanden til generatoren.

En generator basert på en analog av en lambdadiode, laget på felteffekttransistorer, og med stabilisering av driftspunktet med en analog av en zenerdiode - en LED, er vist i fig. 12.9. Enheten fungerer opp til en frekvens på 1 MHz og høyere ved bruk av transistorene som er angitt i diagrammet.

Ma Fig. 12.10, for å sammenligne kretser i henhold til deres grad av kompleksitet, er det gitt en praktisk krets av en RF-generator basert på en tunneldiode. Et foroverforspent kryss av en høyfrekvent germaniumdiode ble brukt som en halvleder lavspentspenningsstabilisator. Denne generatoren er potensielt i stand til å operere i området med de høyeste frekvensene - opptil flere GHz.

En høyfrekvent generator, i henhold til skjemaet som minner veldig om fig. 12.7, men laget ved bruk av en felteffekttransistor, er vist i fig. 12.11 [RL 7/97-34].

Prototypen til RC-oscillatoren vist i fig. 11.18 er generatorkretsen i fig. 12.12.

Notatgeneratoren utmerker seg ved høyfrekvent stabilitet, evnen til å arbeide i et bredt spekter av endringer i parametrene til frekvensinnstillingselementer. For å redusere effekten av belastningen på driftsfrekvensen til generatoren, ble et ekstra trinn introdusert i kretsen - en emitterfølger laget på en bipolar transistor VT3. Generatoren er i stand til å operere opp til frekvenser over 150 MHz.

Blant de forskjellige ordningene med generatorer er det spesielt nødvendig å skille ut generatorer med sjokkeksitasjon. Deres arbeid er basert på periodisk eksitasjon av en oscillerende krets (eller annet resonanselement) med en kraftig kort strømpuls. Som et resultat av den "elektroniske påvirkningen" i den på denne måten eksiterte oscillerende kretsen, oppstår periodiske oscillasjoner med sinusformet form som gradvis demper i amplitude. Dempningen av oscillasjoner i amplitude skyldes irreversible energitap i oscilleringskretsen. Dempingshastigheten til oscillasjoner bestemmes av kvalitetsfaktoren (kvaliteten) til oscilleringskretsen. Utgangssignalet med høy frekvens vil være stabilt i amplitude dersom eksitasjonspulsene følger med høy frekvens. Denne typen generatorer er den eldste blant de vurderte og har vært kjent siden 1800-tallet.

Det praktiske skjemaet til generatoren for høyfrekvente oscillasjoner av sjokkeksitasjon er vist i fig. 12,13 [R 9/76-52; 3/77-53]. Sjokkeksitasjonspulser mates til L1C1-svingningskretsen gjennom VD1-dioden fra en lavfrekvent generator, for eksempel en multivibrator, eller annen rektangulær pulsgenerator (GPI), diskutert tidligere i kapittel 7 og 8. Den store fordelen med sjokkeksitasjon generatorer er at de fungerer ved hjelp av oscillerende kretser av nesten alle slag og hvilken som helst resonansfrekvens.

En annen type generatorer er støygeneratorer, hvis kretser er vist i fig. 12.14 og 12.15.

Slike generatorer er mye brukt til å stille inn ulike elektroniske kretser. Signalene generert av slike enheter opptar et ekstremt bredt frekvensbånd - fra enheter på Hz til hundrevis av MHz. For å generere støy brukes omvendt forspente koblinger av halvlederenheter som opererer under grensebetingelsene for snøskred. For denne dagen kan transistorkryss (fig. 12.14) [Рl 2/98-37] eller zenerdioder (fig. 12.15) [Р 1/69-37] brukes. For å justere modusen der spenningen til den genererte støyen er maksimal, reguler driftsstrømmen gjennom det aktive elementet (fig. 12.15).

Merk at motstander kombinert med lavfrekvente flertrinnsforsterkere, superregenerative mottakere og andre elementer også kan brukes til å generere støy. For å oppnå maksimal amplitude av støyspenningen er det som regel nødvendig med et individuelt valg av det mest støyende elementet.

For å lage smalbåndsstøygeneratorer kan et LC- eller RC-filter inkluderes ved utgangen av generatorkretsen.

lavfrekvente generatorer.

Lavfrekvente generatorer, eller generatorer lave frekvenser(LFO), er kilder til et sinusformet signal i forskjellige frekvensområder: F<20 Гц (инфразвуковые), 20 Гц... 20 кГц (звуковые), 20...200 кГц (ультразвуковые). Диапазон частот может быть расширен до F>200 kHz. I noen typer instrumenter, sammen med et sinusformet signal, genereres et signal kalt meander.

Ris. 2.1. Strukturopplegg analog LFO

LFO-er brukes til en omfattende studie av banene til radiomottakere, for å drive AC-broer, etc.

Masteroscillatoren bestemmer formen og alle frekvensparametere til signalet: frekvensområde, frekvensinnstillingsfeil, frekvensustabilitet, ikke-lineær forvrengningsfaktor.

Hvis bølgeformen ikke er angitt på frontpanelet til enheten, er den alltid sinusformet. Generatorer av typen rc, hvis oscillerende system består av fasing RC- kjeder. Hele frekvensområdet til generatoren er delt inn i 3-4 underområder. Hvert delområde tilsvarer en viss verdi av motstanden til motstanden (fig. 2.2), som lar deg endre frekvensen diskret.

Ris. 2.2. Prinsippet for å stille inn frekvensen til masteroscillatoren

Glatt frekvensinnstilling utføres av en variabel kondensator, som betjener alle underbånd. Masteroscillatorer av RC-typen er enkle, billige, har en lav koeffisient for ikke-lineær forvrengning og små totale dimensjoner.

Formel av oscillatortype RC:

I noen LFOer utføres diskret frekvenskontroll ikke av en motstand, men av en kondensator. Deretter gis en jevn frekvensinnstilling variabel motstand- potensiometer. Forsterkeren svekker påvirkningen av påfølgende blokker på masteroscillatoren, noe som gjør frekvensparameterne bedre, gir signalforsterkning når det gjelder spenning (effekt) og lar deg jevnt endre utgangsspenningen.

Den matchende transformatoren er designet for trinnvis tilpasning av generatorens utgangsimpedans med den tilkoblede lastmotstanden.

Tilstedeværelsen av et midtpunkt (s.t.) i transformatoren lar deg få to identiske i verdi, men motsatt i faseutgangsspenninger (fig. 2.3).

Ris. 2.3. Elektrisk kretsskjema senterpunkt matchende transformator

Ubrukes i generatorer med økt utgangseffekt. De fleste lavfrekvente generatorer har ikke utgangstransformator.

Lastbryter gir utgangsimpedanstilpasning D ut generator med lastmotstand R n. Hvis koordinering ikke utføres, samsvarer ikke utgangsspenningen med den som er satt av generatorindikatoren, generatoren kan til og med svikte. De vanligste verdiene D ut er 5, 50, 600 og 6000 ohm. For å matche motstandene på utgang 1, leveres en spesiell belastning på 50 Ohm med en kabel med enheten.

Utgangsspenningskontroll leveres av et elektronisk voltmeter U-D type eller et elektromekanisk voltmeter til likerettersystemet. Utgangsspenningsindikatoren viser alltid RMS-verdien til et sinusformet signal.

Demperen sørger for at utgangsspenningene er forskjellige i verdi og varierer diskret. I dette tilfellet endres ikke inngangs- og utgangsmotstandene til demperen, og tilpasningen blir ikke brutt. Noen ganger er dempning ikke angitt i volt, men i desibel.

Dempingen introdusert av demperen beregnes av formelen:

, (2.2)

hvor U inn(B) - spenning ved inngangen til demperen; U ut(B) - spenning ved utgangen til demperen.

La oss vurdere to eksempler.

Eksempel 1. Bestem spenningen ved generatorutgangen i volt hvis den er 1 V ved inngangen og U = 60 dB ved utgangen. Basert på formelen skriver vi:

Eksempel 2. Bestem dempningsverdien introdusert av generatordemperen, hvis spenningen ved inngangen er 1 V, og ved utgangen 100 mV.

Basert på formelen skriver vi

Digital LFO.

Digitale LFOer, sammenlignet med analoge, har bedre metrologiske egenskaper: lavere installasjonsfeil og frekvensustabilitet, lavere ikke-lineær forvrengningskoeffisient, stabilitet på utgangssignalnivået.

Slike generatorer blir mer utbredt sammenlignet med analoge på grunn av høyere hastighet, forenkling av frekvensinnstilling, eliminering av subjektiv feil ved innstilling av utgangssignalparametere. Takket være den innebygde mikroprosessoren i digitale LFO-er er det mulig å automatisk stille inn signalfrekvensen i henhold til et gitt program.

Driften av digitale LFO-er er basert på prinsippet om å generere en numerisk kode og deretter konvertere den til et analogt harmonisk signal, som tilnærmes av en funksjon modellert ved hjelp av en digital-til-analog-omformer (DAC). Blokkskjemaet til den digitale LFO er vist i fig. 2.4.

Ris. 2.4. Blokkdiagram av en digital LFO

Masterpulsgeneratoren med kvartsfrekvensstabilisering genererer korte pulser i en periodisk sekvens, som mates til frekvensdeleren. Ved utgangen av en frekvensdeler med justerbart delingsforhold dannes en sekvens av pulser med en gitt repetisjonsperiode, som bestemmer prøvetakingstrinnet.

Telleren teller pulsene som kommer til den, kodekombinasjonen av pulsene akkumulert i telleren mates til digital-til-analog-omformeren, som genererer den tilsvarende spenningen. Etter overløp tilbakestilles telleren til null og er klar til å starte dannelsen av neste periode.

Tema 2.2. RF-signalgeneratorer

Høyfrekvens- og mikrobølgegeneratorer, eller generatorer med høye og mikrobølgefrekvenser (HF og SHHF), er kilder til sinusformet og minst ett signal modulert i henhold til en hvilken som helst parameter (amplitudemodulert - AM-signal, frekvensmodulert - FM-signal) med kjente parametere. Bølgeformen ved utgangen til MHF er vist i fig. 2.5.

Ris. 6.5. Sinusformede (a) og amplitude-modulerte (b) signaler ved utgangen av MHF

Hvis bølgeformen ikke er angitt på frontpanelet til enheten, er det alltid et sinusformet og AM-signal.

De gitte signalene er karakterisert følgende parametere: f- bærebølge (modulert) høy frekvens, F- modulering av lav frekvens, M- amplitudemodulasjonskoeffisient.

M=(A-B) 100 %/(A+B) (2.3)

GHF og SHHF dekker følgende bærefrekvensområder: 200 kHz ... 30 MHz (høy) og f> 30 MHz (ultra høyt). Frekvensområdet kan utvides opp til f< 200 кГц. Такие генераторы применяются для всестороннего исследования высокочастотных трактов теле- и радиоприемных устройств, для питания схем напряжением высоких и сверхвысоких частот. Структурная схема ГВЧ приведена на рис. 2.6.

Ris. 2.6. Strukturdiagram av GHF

Masteroscillatoren I bestemmer verdien av bærefrekvensen og bølgeformen. En generator av typen brukes som hovedgenerator. LC, hvis oscillerende system er en parallellkrets bestående av en induktor L og kondensator FRA. Oscillasjonsfrekvensen uttrykkes med formelen:

(2.4)

Hele frekvensområdet til GHF er delt inn i underbånd, hvor antallet kan være opptil åtte. Hvert delområde tilsvarer en spesifikk induktor, og jevn frekvensinnstilling (innenfor grensene til delområdet) utføres ved hjelp av en variabel kondensator. GHF har to utganger: mikrovolt og envolt.

Fra utgangen til masteroscillatoren I tilføres spenningen to kanaler: hoved- og hjelpekanal. Hovedkanalen inneholder en forsterker-modulator og en høyfrekvent attenuator (“µV” utgang). En umodulert sinusformet eller modulert regulert høyfrekvent oscillasjon, kalibrert av spenning, tas fra denne utgangen. Som med LFO, viser indikatoren RMS-verdien til den sinusformede spenningen.

Hjelpekanalen inneholder en forsterker og en "1V" utgang. Fra denne utgangen fjernes en ukontrollert, modulert (dvs. sinusformet), uregulert høyfrekvent spenning på 1 ... 2 V til den tilhørende belastningen

AM-inngangen er beregnet på å koble til en ekstern modulerende oscillator (masteroscillator I) når vippebryteren er satt til "Ext." eller intern modulerende oscillator (master oscillator II) med vippebryteren i "Int"-posisjon. Vanligvis er verdien på modulasjonsfrekvensen fast (400 eller 1000 Hz). Hvis det ikke er angitt på frontpanelet, antas det å være 1000 Hz.

Et trekk ved SHHF er bruken av spesielle mikrobølgeforsterkere: klystroner, reversbølge BWO-lamper, skreddioder, Gunn-dioder, magnetroner, samt oscillerende systemer på en hulromsresonator eller et kvartbølgesegment av en bølgeleder, en koaksial linje.

Ved den kalibrerte utgangen til SHVCH overstiger ikke effekten noen få mikrowatt, og ved den ukalibrerte utgangen - noen få watt. I tillegg til det sinusformede signalet kan SHVCH produsere et pulsmodulert signal (PM-signal).

Tema 2.3. Pulssignalgeneratorer

Pulsgeneratorer, eller pulsgeneratorer (GI), har funnet anvendelse innen tuning og regulering pulskretser brukes i fjernsyn og kommunikasjon, datamaskiner, radar, etc. Generatorer som gir rektangulære spenninger er mye brukt. Parametrene til pulssignalet kan justeres over et bredt område.

GI er en kilde til to signaler: hoved- og tilleggssignaler (synkroniserte pulser - SI). Hovedparametrene til disse signalene, justerbare over et bredt område (fig. 2.7), inkluderer Um- amplitudeverdi av spenning, t og- pulsvarighet, t3- forsinkelsestid (tidsforskyvning) av hovedpulsene i forhold til klokkepulsene, T- pulsrepetisjonsperiode.

Ris. 2.7. GOP-utgangsparametre

Indirekte (sekundære) parametere for GI-signaler inkluderer - driftssyklus, som må være ≥ 2 og beregnes med formelen:

, (2.5)

hvor F = 1/T- pulsrepetisjonsfrekvens.

Blokkskjemaet til GI er vist i fig. 2.8.

>

Ris. 2.8. Strukturdiagram av GI

Masteroscillatoren genererer korte pulser med en frekvens F og kan operere i selvoscillerende (nøkkelposisjon "1") eller standby-modus (nøkkelposisjon "2"). I ekstern triggermodus bestemmes pulsrepetisjonsfrekvensen av en ekstern generator koblet til "Input"-kontakten. Engangsstart gis ved å trykke på knappen til den eksterne og engangsstartenheten.

Blokken for dannelse av synkroniseringspulser (SI) gir den nødvendige formen for SI.

Forsinkelsesblokken skaper en tidsforskyvning etter tid t hovedpulsene i forhold til SI som kommer fra masteroscillatoren.

Blokken for dannelsen av hovedpulsene sikrer at pulsene med ønsket form og varighet oppnås ved utgangen.

Forsterkeren øker amplituden til pulsene, lar deg endre deres polaritet og utfører motstandsmatching med belastningen som leveres med generatoren.

Demperen reduserer amplituden til pulsene med et fast antall ganger.

Måleenheten er et voltmeter som styrer amplitudeverdien til pulssignalet.

De viktigste metrologiske egenskapene til generatorer som du trenger å vite når du velger en enhet inkluderer følgende:

Bølgeform;

Justeringsområde av parametere;

Tillatt feil ved innstilling av hver parameter;

Maksimal tillatt tidsmessig ustabilitet av parametere;

Tillatt bølgeformforvrengning.

De foreslåtte høyfrekvensgeneratorene er designet for å produsere elektriske oscillasjoner i frekvensområdet fra titalls kHz til titalls og til og med hundrevis av MHz. Slike generatorer utføres som regel ved hjelp av LC-oscillerende kretser eller kvartsresonatorer, som er frekvensinnstillingselementer. I utgangspunktet endres ikke kretsene vesentlig fra dette, derfor vil høyfrekvente LC-generatorer bli vurdert nedenfor. Merk at om nødvendig kan oscillatorkretsene i enkelte oscillatorkretser (se f.eks. Fig. 12.4, 12.5) enkelt erstattes av kvartsresonatorer.

Høyfrekvente generatorer (fig. 12.1, 12.2) er laget i henhold til den tradisjonelle og velprøvde i praksis "induktive trepunkts"-ordningen. De er forskjellige i nærvær av en emitter RC-krets som setter driftsmodusen til transistoren (fig. 12.2) i likestrøm. For å skape tilbakemelding i generatoren, lages en kran fra induktoren (fig. 12.1, 12.2) (vanligvis fra dens 1/3 ... 1/5 del, regnet fra den jordede utgangen). Ustabiliteten til driften av høyfrekvente generatorer på bipolare transistorer skyldes den merkbare shunteffekten til selve transistoren på oscillerende krets. Når temperaturen og / eller forsyningsspenningen endres, endres egenskapene til transistoren merkbart, slik at generasjonsfrekvensen "flyter". For å svekke transistorens innflytelse på driftsfrekvensen for generering, er det nødvendig å svekke forbindelsen til oscillerende krets med transistoren så mye som mulig, og redusere overgangskapasitansene til et minimum. I tillegg påvirker endringen i lastmotstanden generasjonsfrekvensen betydelig. Derfor er det viktig å inkludere en emitter (kilde) følger mellom generatoren og belastningsmotstanden.

Generatorer bør drives av stabile strømforsyninger med lavspenningsrippel.

Generatorer laget på felteffekttransistorer (fig. 12.3) har bedre egenskaper.

Høyfrekvente generatorer satt sammen i henhold til det "kapasitive trepunkts"-skjemaet på bipolare og felteffekttransistorer er vist i fig. 12.4 og 12.5. I utgangspunktet, i henhold til deres egenskaper, er de "induktive" og "kapasitive" trepunktskretsene ikke forskjellige, men i den "kapasitive trepunkts"-kretsen er det ikke nødvendig å trekke en ekstra konklusjon fra induktorspolen.

I mange generatorkretser (fig. 12.1 - 12.5 og andre kretser) kan utgangssignalet tas direkte fra oscillerende krets gjennom en liten kondensator eller gjennom en matchende induktiv koblingsspole, samt fra elektrodene til det aktive elementet (transistoren) ) som ikke er jordet i vekselstrøm. I dette tilfellet bør det tas i betraktning at tilleggsbelastningen til oscillerende krets endrer dens egenskaper og driftsfrekvens. Noen ganger brukes denne egenskapen "for godt" - med det formål å måle ulike fysiske og kjemiske mengder, kontrollere teknologiske parametere.

Generatorkretsen vist i fig. 12.7, kan brukes i et bredt spekter av verdier for induktansen til spolen til oscillerende krets (fra 200 μH til 2 H) [R 7 / 90-68]. En slik generator kan brukes som en bredspektret høyfrekvent signalgenerator eller som en måleomformer av elektriske og ikke-elektriske størrelser til frekvens, samt i en krets for måling av induktanser.

Generatorer basert på aktive elementer med en N-formet CVC (tunneldioder, lambda-dioder og deres analoger) inneholder vanligvis en strømkilde, et aktivt element og et frekvensinnstillingselement (LC-krets) med parallell- eller seriekobling. På fig. 12.8 viser et diagram av en RF-generator på et element med en lambdaformet strøm-spenningskarakteristikk. Frekvensen kontrolleres ved å endre den dynamiske kapasitansen til transistorene når strømmen som flyter gjennom dem endres.

NI-LED-en stabiliserer driftspunktet og indikerer på-tilstanden til generatoren.

På fig. 12.10, for å sammenligne kretser i henhold til deres grad av kompleksitet, er det gitt en praktisk krets av en RF-generator basert på en tunneldiode. Et foroverrettet kryss av en høyfrekvent germaniumdiode ble brukt som en halvleder lavspentspenningsregulator. Denne generatoren er potensielt i stand til å operere i området med de høyeste frekvensene - opptil flere GHz.

høy frekvens frekvensgenerator, som er veldig lik fig. 12.7, men laget ved bruk av en felteffekttransistor, er vist i fig. 12.11 [RL 7/97-34].

Prototypen til RC-oscillatoren vist i fig. 11.18 er generatorkretsen i fig. 12.12.

Denne generatoren utmerker seg ved høyfrekvent stabilitet, evnen til å operere i et bredt spekter av parametere for frekvensinnstillingselementer. For å redusere effekten av belastningen på driftsfrekvensen til generatoren, ble en ekstra kaskade introdusert i kretsen - en emitterfølger, laget på bipolar transistor VT3. Generatoren er i stand til å operere opp til frekvenser over 150 MHz.

En annen type generatorer er støygeneratorer, hvis kretser er vist i fig. 12.14 og 12.15.

Slike generatorer er mye brukt til å stille inn ulike elektroniske kretser. Signalene generert av slike enheter opptar et ekstremt bredt frekvensbånd - fra enheter på Hz til hundrevis av MHz. For å generere støy brukes omvendt forspente koblinger av halvlederenheter som opererer under grensebetingelsene for snøskred. For dette kan transistorforbindelser (fig. 12.14) [Рl 2/98-37] eller zenerdioder (fig. 12.15) [Р 1/69-37] brukes. For å justere modusen der spenningen til den genererte støyen er maksimal, reguler driftsstrømmen gjennom det aktive elementet (fig. 12.15).

For å lage smalbåndsstøygeneratorer kan et LC- eller RC-filter inkluderes ved utgangen av generatorkretsen.

Litteratur: Shustov M.A. Praktisk kretsløp (bok 1), 2003

Vi vurderte en av variantene av generatorer som bruker en oscillerende krets. Slike generatorer brukes hovedsakelig kun ved høye frekvenser, men bruk av en LC-generator kan være vanskelig å generere ved lavere frekvenser. Hvorfor? La oss huske formelen: frekvensen til KC-generatoren beregnes av formelen

Det vil si: for å redusere generasjonsfrekvensen er det nødvendig å øke kapasitansen til masterkondensatoren og induktansen til induktoren, og dette vil selvfølgelig medføre en økning i størrelsen.
Derfor, for å generere relativt lave frekvenser, RC generatorer
driftsprinsippet som vi vil vurdere.

Diagram over den enkleste RC-generatoren(det kalles også en trefaset fasekrets), er vist på figuren:

Diagrammet viser at dette kun er en forsterker. Dessuten er den dekket av positiv tilbakemelding (POS): dens inngang er koblet til utgangen, og derfor er den konstant i selveksitasjon. Og frekvensen til RC-generatoren styres av den såkalte faseforskyvende kjeden, som består av elementene C1R1, C2R2, C3R3.
Ved hjelp av en kjede av en motstand og en kondensator kan en faseforskyvning på ikke mer enn 90º oppnås. I virkeligheten er skiftet nær 60º. Derfor, for å oppnå en faseforskyvning på 180º, må tre kjeder settes. Fra utgangen til den siste RC-kretsen mates signalet til basen av transistoren.

Driften starter i det øyeblikket strømforsyningen slås på. Kollektorstrømpulsen som oppstår i dette tilfellet inneholder et bredt og kontinuerlig frekvensspektrum, der den nødvendige generasjonsfrekvensen nødvendigvis vil være. I dette tilfellet vil oscillasjonene til frekvensen som faseforskyvningskretsen er innstilt på, bli udempet. Oscillasjonsfrekvensen bestemmes av formelen:

I dette tilfellet må følgende vilkår være oppfylt:

R1=R2=R3=R
C1=C2=C3=C

Slike generatorer kan bare operere med en fast frekvens.

I tillegg til å bruke en faseskiftende krets, er det et annet, mer vanlig alternativ. Generatoren er også bygget på en transistorforsterker, men i stedet for en faseskiftende kjede brukes den såkalte Vin-Robinson-broen (Vins etternavn er stavet med én "H" !!). Slik ser det ut:

Venstre side av kretsen er et passivt båndpass RC-filter, ved punkt A fjernes utgangsspenningen.
Høyre side er som en frekvensuavhengig skillelinje.
Det er generelt akseptert at R1=R2=R, C1=C2=C. Da vil resonansfrekvensen bli bestemt av følgende uttrykk:

I dette tilfellet er forsterkningsmodulen maksimal og lik 1/3, og faseforskyvningen er null. Hvis deleforsterkningen er lik båndpassfilterforsterkningen, vil ved resonansfrekvensen spenningen mellom punktene A og B være null, og PFC ved resonansfrekvensen hopper fra -90º til +90º. Generelt må følgende vilkår være oppfylt:

R3=2R4

Men det er bare ett problem: alt dette kan kun vurderes for ideelle forhold. I virkeligheten er ikke alt så enkelt: det minste avviket fra tilstanden R3 = 2R4 vil enten føre til et sammenbrudd i generasjonen eller til metning av forsterkeren. For å gjøre det klarere, la oss koble en Wien-bro til op-ampen:

Generelt kan ikke denne ordningen brukes på denne måten, siden det i alle fall vil være en spredning i parametrene til broen. Derfor, i stedet for motstanden R4, introduseres en slags ikke-lineær eller kontrollert motstand.
For eksempel en ikke-lineær motstand: kontrollert motstand ved hjelp av transistorer. Eller du kan også erstatte motstanden R4 med en mikrokraftglødelampe, hvis dynamiske motstand øker med økende strømamplitude. Filamentet har en tilstrekkelig stor termisk treghet, og ved frekvenser på flere hundre hertz påvirker det praktisk talt ikke driften av kretsen innen en periode.

Wien-brooscillatorer har én god egenskap: Hvis R1 og R2 erstattes av variabler (men bare dobles), vil det være mulig å regulere generasjonsfrekvensen innenfor visse grenser.
Det er mulig å dele kapasitansene C1 og C2 i seksjoner, da vil det være mulig å bytte områdene, og jevnt justere frekvensen i områdene med en dobbel variabel motstand R1R2.

En nesten praktisk krets av en RC-oscillator med en Wien-bro i figuren nedenfor:

Her: med bryter SA1 kan du bytte rekkevidde, og med en dobbel motstand R1 kan du justere frekvensen. Forsterker DA2 brukes til å matche generatoren med belastningen.