Så langt som ordninger enkel pulsomformere konstant spenning.

De viktigste fordelene med pulsomformere:
For det første har de høy effektivitet, og for det andre kan de operere med en inngangsspenning som er lavere enn utgangen.

Pulsomformere er delt inn i grupper:

• - trappe ned, trappe opp, invertere;
• - stabilisert, ustabilisert;
• – galvanisk isolert, ikke-isolert;
• – med et smalt og bredt spekter av inngangsspenninger.

For fremstilling av hjemmelagde pulsomformere er det best å bruke spesialiserte integrerte kretser - de er lettere å montere og ikke lunefulle når de konfigureres.

Ustabilisert transistoromformer

Denne omformeren opererer med en frekvens på 50 kHz, galvanisk isolasjon leveres av T1-transformatoren, som er viklet på en K10x6x4.5-ring laget av 2000NM ferritt og inneholder: primærvikling - 2x10 omdreininger, sekundærvikling - 2x70 omdreininger av PEV-0. metalltråd. Transistorer kan erstattes med KT501B. Strømmen fra batteriet, i fravær av belastning, forbrukes praktisk talt ikke.

Stabilisert transistor spenningsomformer

Transformator T1 er viklet på en ferrittring med en diameter på 7 mm, og inneholder to viklinger på 25 vindinger av tråd PEV = 0,3.

Ustabilisert spenningsomformer basert på en multivibrator

Push-pull ustabilisert omformer basert på en multivibrator (VT1 og VT2) og en effektforsterker (VT3 og VT4). Utgangsspenningen velges av antall omdreininger til sekundærviklingen til pulstransformatoren T1.

Konverter på en spesialisert brikke MAX631

En omformer av stabiliserende type basert på en MAX631-brikke fra MAXIM. Genereringsfrekvensen er 40 ... 50 kHz, lagringselementet er L1 choken.

Uregulert totrinns spenningsmultiplikator på MAX660

Du kan bruke en av de to brikkene separat, for eksempel den andre, for å multiplisere spenningen fra to batterier.

Bytte boost-regulator på MAX1674-brikken

En typisk krets for å slå på en switching boost stabilisator på en MAX1674 brikke fra MAXIM. Driften opprettholdes ved en inngangsspenning på 1,1 volt. Effektivitet - 94%, belastningsstrøm - opptil 200 mA.

MCP1252-33X50: To spenninger fra én strømforsyning

Lar deg motta to forskjellige stabiliserte spenninger med en virkningsgrad på 50 ... 60 % og en laststrøm på opptil 150 mA i hver kanal. Kondensatorer C2 og C3 er energilagringsenheter.

Bytte step-up stabilisator på MAX1724EZK33-brikken fra MAXIM

En typisk krets for å slå på en spesialisert mikrokrets fra MAXIM. Forblir i drift ved en inngangsspenning på 0,91 volt, har en liten SMD-pakke og gir en laststrøm på opptil 150 mA med en virkningsgrad på 90 %.

Bytte buck-regulator på TL497-brikken

En typisk krets for å slå på en switching buck-regulator på en allment tilgjengelig TEXAS-brikke. Motstand R3 regulerer utgangsspenningen innenfor + 2,8 ... + 5 volt. Motstand R1 setter strømmen kortslutning, som beregnes av formelen: Ikz (A) \u003d 0,5 / R1 (Ohm)

Integrert spenningsomformer på ICL7660-brikken

Integrert spenningsomformer, effektivitet - 98%.

To isolerte omformere basert på DC-102 og DC-203 brikker

To isolerte spenningsomformere DA1 og DA2, koblet i henhold til en "ikke-isolert" krets med en felles "jord".

Bipolar stabilisert spenningsomformer

Induktans primærvikling transformator T1 - 22 μH, forholdet mellom svingene til primærviklingen til hver sekundær - 1: 2,5.

MAX734 stabilisert boost-omformer

Et typisk opplegg for en stabilisert boost-omformer på en MAXIM-brikke.

Ikke-standard bruk av MAX232-brikken

Denne brikken fungerer vanligvis som en RS-232-driver. Spenningsmultiplikasjon oppnås med en faktor på 1,6 ... 1,8.

kinesisk pulsmarked DC-DC omformere ganske bred. Og vandrende rundt i viddene til den velkjente AliExpress kom jeg over en liten, billig, men samtidig ganske kraftig omformer. Det skal sies med en gang at for kommunikasjonsformål er den, som enhver pulsomformer, begrenset, men fortjener likevel oppmerksomhet på grunn av størrelsen.

Tidligere har jeg allerede skrevet om ulike pulsomformere som du kan bruke til dine prosjekter.

Men de har alle relativt store dimensjoner og er ikke alltid praktiske å bruke. Helten i denne anmeldelsen er mye mer kompakt, men gir samtidig lignende ytelsesparametere. Konverterkortet leveres pakket i en antistatisk pose.

I utseende ser babyen veldig useriøs ut, men skynd deg ikke med konklusjoner.

Målene på brettet er 22 x 17 mm. Sammenlignet med en 10 rubel mynt.

Omformeren er bygget på grunnlag av en spesialisert omformerbrikke MP1584, hvis hovedtrekk er:

• Inngangsspenningen kan variere fra 4,5 til 28 volt.
• Utgangsspenningen er justerbar fra 0,8 til 25 volt.
• Innebygd FET gir driftsstrøm opptil 3A
• Driftsfrekvensen er opptil 1,5 MHz (dette forklarer så små dimensjoner).
• Innebygd overopphetingsbeskyttelse (når den når 120 grader Celsius, slås omformeren av)
• Tilstrekkelig lavt rippelnivå ved inngangen og utgangen til omformeren.
• Utgang kortslutningsbeskyttelse.

Av manglene kan man merke seg den fullstendige mangelen på beskyttelse mot polaritetsreversering. Og hvis du utilsiktet blandet sammen polariteten, vil MP1584-brikken eksplodere med et smell (en av omformerne døde i vitenskapens navn). 🙂

MP1584 koblingsskjema fra dataarket. Faktisk, ifølge den, er omformeren vår satt sammen. Det er også en graf over effektivitet avhengig av strømforbruket.

Tester

For å teste omformeren kobler vi M-Tech Legend III-radiostasjonen til den,

Selve omformeren drives av en Atten PPS3005S laboratoriestrømforsyning som kan levere spenninger opp til 31 volt og strøm opp til 5A. Vi skal måle strøm og spenning ved hjelp av et Vichy VC8145 multimeter.

Vi tar parametrene før og etter omformeren.

Effektiviteten til omformeren når det gjelder kraft er omtrent 90 %, noe som er helt greit. 10 % tap er en ganske akseptabel verdi. Du må også huske at effektiviteten synker kraftig når inngangs- og utgangsspenningsspredningen er mindre enn 3V (i dokumentasjonen, mindre enn 5). Så effektiviteten til babyen vår er enda høyere enn for eldre brødre.

La oss måle rippelnivået ved inngangen og utgangen til omformeren under en standardbelastning i form av en M-Tech Legend III radiostasjon. Vi vil undersøke signalet ved inngangen og utgangen ved hjelp av et Atten ADS1102CAL oscilloskop. Hovedparameteren som studeres er dV (pulsasjonsamplitude mellom markørene CurA og CurB).

Rippling ved inngangen (mottak)

Output Ripple (motta)

Inngangsrippel (overføring)

Utgangsrippel (overføring)

Sammenlignet med lignende, men mer lavfrekvente omformere, ser det ganske bra ut.

Temperaturregime

Vi undersøker omformeren for oppvarming under drift.

Standby-modus, strømforbruk 294mA

Etter 1 minutts overføring er strømforbruket 1,55A.

Som du ser har selve omformerbrikken varmet opp mest. Selvfølgelig har babyen vår det vanskelig, men generelt besto han testen.

Innblanding

Dokumentasjonen for MP1584 sier: Ved å bytte ved 1,5 MHz, er MP1584 i stand til å forhindre EMI (elektromagnetisk interferens) støyproblemer, slik som de som finnes i AM-radio og ADSL-applikasjoner. Hva det betyr i oversettelse: Siden konverteringen skjer ved en frekvens på 1,5 MHz, bør ikke MP1584 generere elektromagnetisk støy som forårsaker problemer når transceivere bruker amplitudemodulasjon og ADSL-teknologi. Etter min erfaring viste ikke M-Tech Legend III-radioen, når den var tilkoblet gjennom denne omformeren, noen merkbar reduksjon i følsomhet. Og likevel, med tanke på prinsippene for drift av pulsomformere, vil jeg ikke anbefale å bruke den til å drive sensitivt kommunikasjonsutstyr. Den kompakte størrelsen på svingeren gjør at den kan plasseres selv inne i stasjonen, men det er ikke kjent hvor mye dette vil påvirke mottakerens følsomhet negativt; ytterligere studier bør utføres for å bekrefte dette punktet.

Utfall

Som et resultat har vi en utmerket miniatyromformer som enkelt kan brukes til å drive ulike enheter, for eksempel for å bygge en strømbank på et blybatteri som vil lade dine mobile enheter. Ganske nylig hadde jeg en lignende type oppgave, å drive utstyret for skyting i felt, for ikke å være sterkt avhengig av batteriene innebygd i utstyret, og omformerne på MP1584-brikken taklet denne oppgaven perfekt.

K1224PN1x - en integrert krets er en lav DC til høy AC-omformer og brukes til å kontrollere en flat fluoriserende lampe. Spenningsøkningen utføres ved hjelp av en ekstern induktans, på hvilken høyspentspenningspulser genereres med frekvensen til den interne pumpegeneratoren. Fasen til utgangsspenningen styres av fasebrytergeneratoren. Frekvensen til hver generator bestemmes av den eksterne kapasitansen. IC-en inneholder: to selvoscillatorer som danner pumpefrekvensen og koblingsperioden […]

1156EU1-brikken er et sett med funksjonelle elementer designet for å bygge en boost-, nedtrappings- eller omvendt bryterregulator. Enheten K1156EU1T er produsert i en keramisk metallkasse type 4112.16-3, og KR1156EU1 - i en plastkasse type 283.16-2. FUNKSJONER Designet for buck, boost og invert bytte regulatorer Justering av utgangsspenning 1,25…40V Utgang impulsstrøm………..<1,5А Входное напряжение ….2,5…40В […]

K1290EKxx, K1290EF1xx er en nedtrappende svitsjingsspenningsregulator for en belastning på opptil 3A, designet for å fungere i et temperaturområde på minus 10 ... + 85 ° C (K1290ExxP) og minus 60 ... + 125 ° C (K1290ExxX). Fast utgangsspenning: 3,3 V - K1290EK3,3 (A, B) P, K1290EK3.3X, 5 V - K1290EK5 (A, B) P, K1290EK5X, 12 V - K1290EK12 (A, B) P, 15 V - K5290EK A,B) FUNKSJONER Programmerbar utgangsspenning fra 1,2 V til […]

Motorolas UA78S40 og National Semionductors LM78S40 er IC-er for omformere for generell bruk. UA78S40 (LM78S40) mikrokrets lar deg lage buck, boost og invertere polaritetspulsstabiliserte omformere. Omformeren på UA78S40-brikken har et bredt spekter av inngangs- og utgangsspenning. Inngangsspenning kan variere fra 2,5 til 40V, utgangsspenning fra 1,5 til 40V. Schottky diode 1N5822 i […]

LM2576HV-ADJ justerbar byttespenningsregulator (Blow-Down Pulse Width (PWM) justerbar spenningsregulator) har et bredt justerbart utgangsspenningsområde fra 1,2V til 50V med en maksimal utgangsstrøm på 3A. Siden stabilisatoren fungerer i en pulsert modus, har den høy effektivitet og er vanligvis utstyrt med en liten radiator med et areal på ikke mer enn 100 cm2. Enheten har termisk beskyttelse og […]

Figuren viser et diagram av en enkel spenningsomformer. CD4047 IC opererer i den ustabile multivibratormodusen, fra hvis utgang, i motfase, signalet går til IRFZ44 MOSFET-transistorene, hvis belastning er normal (en nettverkstransformator med viklinger koblet omvendt, hvor 220-viklingen blir sekundær ) 60-100 W step-up transformator med primærvikling 2 * 12V og kran fra midten.

IC CAT3603 gir 30 mA per kanal og opererer med en inngangsspenning på 3 ... 5,5V. Hvilestrømforbruket til mikrokretsen er ekstremt lite, 0,1 mA, noe som gjør det mulig å drive den med et konvensjonelt batteri. Driftskonverteringsfrekvens 1MHz, omformereffektivitet 90 %. Det er en beskyttelse av utgangen fra kortslutningen. Utgangsstrømmen til mikrokretsen reguleres ved hjelp av motstanden R. Tabellen viser motstandsverdiene avhengig av […]

Frekvensomformere

Siden slutten av 1960-tallet har frekvensomformere endret seg dramatisk, hovedsakelig som et resultat av utviklingen av mikroprosessor- og halvlederteknologier, samt på grunn av deres kostnadsreduksjon.

Imidlertid har de grunnleggende prinsippene som ligger til grunn for frekvensomformerne forblitt de samme.

Strukturen til frekvensomformere inkluderer fire hovedelementer:

Ris. 1. Frekvensomformer blokkskjema

1. Likeretteren genererer en pulserende likespenning når den kobles til en en-/trefaset vekselstrømforsyning. Likerettere kommer i to hovedtyper - administrerte og ikke-administrerte.

2. Mellomkjede av en av tre typer:

a) konvertere likeretterspenningen til likestrøm.

b) stabilisere eller utjevne rippel likespenningen og tilføre den til omformeren.

c) konvertere den konstante likespenningen til likeretteren til en varierende AC-spenning.

3. Inverter, som danner frekvensen til spenningen til den elektriske motoren. Noen omformere kan også konvertere en fast likespenning til en variabel AC-spenning.

4. En elektronisk styrekrets som sender signaler til likeretter, mellomkrets og omformer og mottar signaler fra disse elementene. Konstruksjonen av kontrollerte elementer avhenger av utformingen av en bestemt frekvensomformer (se fig. 2.02).

Felles for alle frekvensomformere er at alle styrekretser styrer halvlederelementene til omformeren. Frekvensomformere er forskjellige i byttemodusen som brukes til å regulere motorens forsyningsspenning.

På fig. 2, som viser de forskjellige prinsippene for konstruksjon / kontroll av omformeren, brukes følgende notasjon:

1 - kontrollert likeretter,

2- ukontrollert likeretter,

3- mellomkrets for skiftende likestrøm,

4- Mellomkrets med konstant spenning DC

5- mellomkrets for skiftende likestrøm,

6- omformer med amplitude-pulsmodulasjon (AIM)

7- omformer med pulsbreddemodulasjon (PWM)

Strømomformer (IT) (1+3+6)

Omformer med amplitude-pulsmodulasjon (AIM) (1+4+7) (2+5+7)

PWM-omformer (PWM/VVCplus) (2+4+7)

Ris. 2. Ulike prinsipper for konstruksjon/styring av frekvensomformere

For fullstendighetens skyld bør direkte omformere nevnes, som ikke har en mellomkrets. Slike omformere brukes i megawatt-effektområdet for å danne en lavfrekvent forsyningsspenning direkte fra 50 Hz-nettet, mens deres maksimale utgangsfrekvens er ca. 30 Hz.

Likeretter

Nettforsyningsspenningen er en trefaset eller enfaset vekselstrømspenning med en fast frekvens (for eksempel 3x400V/50Hz eller 1x240V/50Hz); egenskapene til disse spenningene er illustrert i figuren nedenfor.

Ris. 3. Enfase og trefase AC spenning

På figuren er alle tre fasene forskjøvet fra hverandre i tid, fasespenningen endrer hele tiden retning, og frekvensen angir antall perioder per sekund. En frekvens på 50 Hz betyr at det er 50 perioder per sekund (50 x T), dvs. en periode varer 20 millisekunder.

Likeretteren til frekvensomformeren er bygget enten på dioder, eller på tyristorer, eller på en kombinasjon av dem. En likeretter bygget på dioder er ukontrollert, og på tyristorer er den kontrollert. Hvis både dioder og tyristorer brukes, er likeretteren halvkontrollert.

Ukontrollerte likerettere

Ris. 4. Diodedriftsmodus.

Dioder lar strøm flyte i bare én retning: fra anoden (A) til katoden (K). Som med noen andre halvlederenheter, kan ikke mengden av diodestrøm kontrolleres. AC-spenningen omdannes av dioden til en pulserende likespenning. Hvis en ukontrollert trefase likeretter forsynes med en trefaset vekselspenning, vil likespenningen også pulsere i dette tilfellet.

Ris. 5. Ukontrollert likeretter

På fig. 5 viser en ukontrollert trefase likeretter inneholdende to grupper av dioder. Den ene gruppen består av diodene D1, D3 og D5. En annen gruppe består av diodene D2, D4 og D6. Hver diode leder strøm i en tredjedel av syklustiden (120°). I begge grupper leder diodene strøm i en bestemt rekkefølge. Periodene der begge gruppene jobber forskyves mellom seg med 1/6 av tiden i perioden T (60°).

Diodene D1,3,5 er åpne (ledende) når en positiv spenning påføres dem. Hvis spenningen til fase L når en positiv toppverdi, er dioden D åpen og terminal A mottar spenningen til fase L1. De to andre diodene vil bli påvirket av reversspenninger på U L1-2 og U L1-3

Det samme skjer i gruppen av dioder D2,4,6. I dette tilfellet mottar terminal B en negativ fasespenning. Hvis fasen L3 i øyeblikket når den negative grenseverdien, er dioden D6 åpen (leder). Begge andre diodene påvirkes av reversspenninger på U L3-1 og U L3-2

Utgangsspenningen til en ukontrollert likeretter er lik spenningsforskjellen mellom disse to diodegruppene. Gjennomsnittsverdien av rippel likespenningen er 1,35 x nettspenningen.

Ris. 6. Utgangsspenning til ukontrollert trefase likeretter

Kontrollerte likerettere

I kontrollerte likerettere erstattes dioder med tyristorer. Som en diode sender en tyristor strøm i bare én retning - fra anoden (A) til katoden (K). Men i motsetning til dioden har tyristoren en tredje elektrode kalt "gate" (G). For at tyristoren skal åpne, må et signal påføres porten. Hvis det går strøm gjennom tyristoren, vil tyristoren passere den til strømmen blir null.

Strømmen kan ikke avbrytes ved å påføre et signal til porten. Tyristorer brukes i både likerettere og vekselrettere.

Et styresignal a tilføres porten til tyristoren, som er preget av en forsinkelse uttrykt i grader. Disse gradene forårsaker en forsinkelse mellom øyeblikket spenningen går gjennom null og tidspunktet når tyristoren er åpen.

Ris. 7. Driftsmodus for tyristor

Hvis vinkelen a er i området fra 0° til 90°, brukes tyristorkretsen som en likeretter, og hvis den er i området fra 90° til 300°, så som en omformer.

Ris. 8. Styrt trefase likeretter

En kontrollert likeretter er i bunn og grunn det samme som en ukontrollert, bortsett fra at tyristoren styres av a-signalet og begynner å lede fra det øyeblikket en konvensjonell diode begynner å lede, til et øyeblikk som er 30° etter spenningens nullkryssingspunkt .

Ved å justere verdien av a kan du endre størrelsen på den likerettede spenningen. Den kontrollerte likeretteren genererer en konstant spenning, hvis gjennomsnittsverdi er 1,35 x nettspenning x cos α

Ris. 9. Utgangsspenning til kontrollert trefase likeretter

Sammenlignet med en ukontrollert likeretter har en kontrollert likeretter større tap og introduserer høyere støy i strømforsyningsnettverket, siden med en kortere tyristorpasseringstid trekker likeretteren mer reaktiv strøm fra nettverket.

Fordelen med kontrollerte likerettere er deres evne til å returnere energi til forsyningsnettet.

Mellomkjede

Mellomkretsen kan betraktes som et lager hvorfra den elektriske motoren kan motta energi gjennom omformeren. Avhengig av likeretter og omformer, er det tre mulige designprinsipper for mellomkretser.

Invertere - strømkilder (1-omformere)

Ris. 10. Mellomkrets av variabel likestrøm

Når det gjelder vekselrettere - strømkilder, inneholder mellomkretsen en stor induktansspole og er kun sammenkoblet med en kontrollert likeretter. Induktoren konverterer den skiftende likeretterspenningen til en skiftende likestrøm. Motorspenningen bestemmes av belastningen.

Invertere - spenningskilder (U-omformere)

Ris. 11. Mellom likespenningskrets

Når det gjelder spenningskildeomformere, er mellomkretsen et filter som inneholder en kondensator og kan kobles til hvilken som helst av de to likerettertypene. Filteret jevner ut den pulserende likespenningen (U21) til likeretteren.

I en kontrollert likeretter er spenningen ved en gitt frekvens konstant og tilføres vekselretteren som en sann konstant spenning (U22) med varierende amplitude.

I ukontrollerte likerettere er spenningen ved inngangen til omformeren en konstant spenning med konstant amplitude.

Mellomkrets med variabel likespenning

Ris. 12. Mellomkrets med varierende spenning

I mellomkretser med varierende likespenning er det mulig å skru på en chopper foran filteret, som vist på fig. 12.

Bryteren inneholder en transistor som fungerer som en bryter, som slår likeretterspenningen på og av. Styresystemet styrer chopperen ved å sammenligne endringsspenningen etter filteret (U v) med inngangssignalet. Hvis det er en forskjell, justeres forholdet ved å endre tiden transistoren er på og tiden den er av. Dette endrer den effektive verdien og størrelsen på den konstante spenningen, som kan uttrykkes med formelen

U v \u003d U x t på / (t på + t av)

Når avbrytertransistoren åpner strømkretsen, gjør filterinduktoren spenningen over transistoren uendelig stor. For å unngå dette er bryteren beskyttet av en hurtigkoblingsdiode. Når transistoren åpnes og lukkes, som vist i fig. 13, vil spenningen være høyest i modus 2.

Ris. 13. Transistorbryteren styrer spenningen til mellomkretsen

Mellomkretsfilteret jevner ut firkantbølgen etter bryteren. Filterkondensatoren og induktoren holder spenningen konstant ved en gitt frekvens.

Avhengig av konstruksjonen, kan mellomkretsen også utføre tilleggsfunksjoner, som inkluderer:

Koble likeretteren fra omformeren

Redusere nivået av harmoniske

Energilagring for å begrense intermitterende laststøt.

inverter

Vekselretteren er siste ledd i frekvensomformeren før elmotoren og stedet hvor den endelige tilpasningen av utgangsspenningen skjer.

Frekvensomformeren gir normale driftsforhold over hele kontrollområdet ved å tilpasse utgangsspenningen til belastningsmodus. Dette lar deg opprettholde optimal magnetisering av motoren.

Fra mellomkretsen mottar omformeren

variabel likestrøm,

Varierende likespenning el

Konstant likespenning.

Takket være vekselretteren, i hvert av disse tilfellene, leveres en skiftende verdi til den elektriske motoren. Med andre ord, den ønskede frekvensen til spenningen som tilføres den elektriske motoren skapes alltid i omformeren. Hvis strømmen eller spenningen er variabel, genererer omformeren kun ønsket frekvens. Hvis spenningen er konstant, lager omformeren både ønsket frekvens og ønsket spenning for motoren.

Selv om omformerne fungerer på forskjellige måter, er deres grunnleggende struktur alltid den samme. Hovedelementene til omformere er kontrollerte halvlederenheter koblet i par i tre grener.

I dag er tyristorer i de fleste tilfeller erstattet av høyfrekvente transistorer, som er i stand til å åpne og lukke svært raskt. Byttefrekvensen er vanligvis mellom 300 Hz og 20 kHz, avhengig av halvledere som brukes.

Halvlederenhetene i omformeren slås av og på av signaler generert av kontrollkretsen. Signaler kan genereres på flere forskjellige måter.

Ris. 14. Konvensjonell mellomkrets strømomformer med variabel spenning.

Konvensjonelle vekselrettere, som hovedsakelig bytter mellomkretsstrømmen til den skiftende spenningen, inneholder seks tyristorer og seks kondensatorer.

Kondensatorer lar tyristorer åpne og lukke på en slik måte at strømmen i faseviklingene forskyves med 120 grader og må tilpasses motorstørrelsen. Når det periodisk tilføres strøm til motorterminalene i sekvensen U-V, V-W, W-U, U-V..., genereres et intermitterende roterende magnetfelt med den nødvendige frekvensen. Selv om motorstrømmen er nesten firkantet, vil motorspenningen være nesten sinusformet. Men når strømmen slås på eller av, oppstår det alltid spenningsstøt.

Kondensatorene er adskilt fra motorlaststrømmen med dioder.

Ris. 15. Inverter for skiftende eller konstant mellomkretsspenning og utgangsstrømmens avhengighet av omformerens koblingsfrekvens

Vekselrettere med variabel eller konstant mellomkretsspenning inneholder seks koblingselementer og fungerer, uavhengig av hvilken type halvlederenheter som brukes, nesten likt. Styrekretsen åpner og lukker halvlederenhetene ved hjelp av flere forskjellige modulasjonsmetoder, og endrer dermed utgangsfrekvensen til frekvensomformeren.

Den første metoden er for å endre spenning eller strøm i mellomkretsen.

Intervallene hvor de enkelte halvledere er åpne er ordnet i en sekvens som brukes for å oppnå ønsket utgangsfrekvens.

Denne svitsjesekvensen av halvlederenheter styres av størrelsen på den skiftende spenningen eller strømmen til mellomkretsen. Gjennom bruk av en spenningsstyrt oscillator følger frekvensen alltid amplituden til spenningen. Denne typen inverterkontroll kalles pulsamplitudemodulasjon (PAM).

For en fast mellomkretsspenning brukes en annen grunnleggende metode. Motorspenningen blir variabel ved å påføre mellomkretsspenningen på motorviklingene i lengre eller kortere perioder.

Ris. 16 Amplitude- og pulsbreddemodulasjon

Frekvensen endres ved å endre spenningspulsene langs tidsaksen - positivt under den ene halvsyklusen og negativt under den andre.

Siden denne metoden endrer varigheten (bredden) til spenningspulser, kalles den pulsbreddemodulasjon (PWM). PWM-modulasjon (og relaterte metoder som sinusstyrt PWM) er den vanligste måten å drive en omformer på.

Med PWM-modulasjon bestemmer styrekretsen svitsjetidene til halvlederenhetene i skjæringspunktet mellom sagtannspenningen og den overlagrede sinusformede referansespenningen (sinusformet styrt PWM). Andre lovende PWM-modulasjonsmetoder er modifiserte pulsbreddemodulasjonsmetoder som WC og WC plus utviklet av Danfoss Corporation.

transistorer

Siden transistorer kan bytte ved høye hastigheter, reduseres den elektromagnetiske interferensen som oppstår ved "pulsering" (motormagnetisering).

En annen fordel med høy svitsjefrekvens er fleksibiliteten ved å modulere utgangsspenningen til frekvensomformeren, noe som gjør at en sinusformet motorstrøm kan produseres, mens kontrollkretsen bare trenger å åpne og lukke invertertransistorene.

Bryterfrekvensen til omformeren er et tveegget sverd, siden høye frekvenser kan føre til motoroppvarming og høye spenningstopper. Jo høyere byttefrekvens, jo høyere tap.

På den annen side kan en lav koblingsfrekvens resultere i sterk akustisk støy.

Høyfrekvente transistorer kan deles inn i tre hovedgrupper:

Bipolare transistorer (LTR)

Unipolare MOSFET-er (MOS-FET)

Isolerte gate bipolare transistorer (IGBT)

IGBT-transistorer er for tiden de mest brukte fordi de kombinerer drivegenskapene til MOS-FET-transistorer med utgangsegenskapene til LTR-transistorer; i tillegg har de riktig effektområde, passende ledningsevne og svitsjefrekvens, noe som i stor grad forenkler kontrollen av moderne frekvensomformere.

Når det gjelder IGBT-er, er både inverterelementene og inverterkontrollene plassert i en støpt modul kalt en "Intelligent Power Module" (IPM).

Pulsamplitudemodulasjon (AIM)

Puls-amplitudemodulasjon brukes for frekvensomformere med varierende mellomkretsspenning.

I frekvensomformere med ukontrollerte likerettere dannes utgangsspenningsamplituden av en mellomstrømbryter, og hvis likeretteren styres, oppnås amplituden direkte.

Ris. 20. Spenningsgenerering i frekvensomformere med bryter i mellomkretsen

Transistoren (bryteren) i fig. 20 låses opp eller låses av kontroll- og reguleringskretsen. Koblingstidene avhenger av nominell verdi (inngangssignal) og målt spenningssignal (faktisk verdi). Den faktiske verdien måles over kondensatoren.

Induktoren og kondensatoren fungerer som et filter som jevner ut spenningsbølger. Toppspenningen avhenger av åpningstiden til transistoren, og hvis de nominelle og faktiske verdiene er forskjellige fra hverandre, fungerer bryteren til det nødvendige spenningsnivået er nådd.

Frekvenskontroll

Frekvensen på utgangsspenningen endres av omformeren i løpet av perioden, og halvlederbryterenhetene fungerer mange ganger i løpet av perioden.

Periodens varighet kan justeres på to måter:

1. Skriv inn eller

2. Bruke en variabel likespenning som er proporsjonal med inngangssignalet.

Ris. 21a. Frekvensregulering med mellomkretsspenning

Pulsbreddemodulering er den vanligste måten å generere en trefasespenning med en passende frekvens på.

Med pulsbreddemodulasjon bestemmes dannelsen av den totale spenningen til mellomkretsen (≈ √2 x U-nett) av varigheten og svitsjefrekvensen til kraftelementene. PWM-pulsrepetisjonsfrekvensen mellom på og av er variabel og gir mulighet for spenningsregulering.

Det er tre hovedalternativer for å stille inn svitsjemodusene i en omformer styrt av pulsbreddemodulasjon.

1. Sinusformet styrt PWM

2. Synkron PWM

3. Asynkron PWM

Hver gren av en trefase PWM-omformer kan ha to forskjellige tilstander (på og av).

Tre brytere danner åtte mulige koblingskombinasjoner (2 3), og derfor åtte digitale spenningsvektorer på utgangen av omformeren eller på statorviklingen til den tilkoblede motoren. Som vist i fig. 21b er disse vektorene 100, 110, 010, 011, 001, 101 ved hjørnene av den omskrevne sekskanten, ved å bruke vektorene 000 og 111 som nuller.

Ved koblingskombinasjoner 000 og 111 skapes det samme potensialet ved alle tre utgangsklemmer på omformeren - enten positivt eller negativt i forhold til mellomkretsen (se fig. 21c). For en elektrisk motor betyr dette en effekt nær kortslutning av terminalene; En spenning på 0 V påføres også motorviklingene.

Sinusformet kontrollert PWM

Med sinusformet styrt PWM brukes en sinusformet referansespenning (Us) for å drive hver omformerutgang Varigheten av perioden til den sinusformede spenningen tilsvarer den nødvendige grunnfrekvensen til utgangsspenningen. En sagtannspenning (U D) påføres de tre referansespenningene, se fig. 22.

Ris. 22. Prinsippet for drift av en sinusformet styrt PWM (med to referansespenninger)

Når sagtannspenningen og de sinusformede referansespenningene krysser hverandre, åpnes eller lukkes halvlederenhetene til vekselretterne.

Kryssene bestemmes av de elektroniske elementene på kontrollkortet. Hvis sagtannspenningen er større enn den sinusformede spenningen, vil utgangspulsene endres fra positiv til negativ (eller fra negativ til positiv), når sagtannspenningen avtar, slik at utgangsspenningen til frekvensomformeren bestemmes av mellomkretsspenningen .

Utgangsspenningen varierer med forholdet mellom varigheten av åpen og lukket tilstand, og dette forholdet kan endres for å oppnå den nødvendige spenningen. Dermed tilsvarer amplituden til de negative og positive spenningspulsene alltid halvparten av spenningen til mellomkretsen.

Ris. 23. Utgangsspenning av sinusformet styrt PWM

Ved lave statorfrekvenser øker av-tiden og kan være så lang at det ikke er mulig å opprettholde frekvensen til sagtannspenningen.

Dette øker perioden uten spenning, og motoren vil gå ujevnt. For å unngå dette kan du ved lave frekvenser doble frekvensen til sagtannspenningen.

Fasespenningen ved utgangsklemmene til frekvensomformeren tilsvarer halvparten av mellomkretsspenningen delt på √2, dvs. lik halve nettspenningen. Linje-til-linje-spenningen ved utgangsklemmene er √3 ganger linje-til-linje-spenningen, dvs. lik nettspenningen multiplisert med 0,866.

En PWM-kontrollert omformer som utelukkende opererer med en modulert sinusbølgereferansespenning kan levere en spenning som tilsvarer 86,6 % av merkespenningen (se figur 23).

Ved bruk av ren sinusmodulasjon kan ikke utgangsspenningen til frekvensomformeren nå motorspenningen fordi utgangsspenningen også vil være 13 % lavere.

Den nødvendige tilleggsspenningen kan imidlertid oppnås ved å redusere antall pulser når frekvensen overstiger ca. 45 Hz, men denne metoden har noen ulemper. Spesielt forårsaker det en trinnvis endring i spenning, noe som fører til ustabil drift av den elektriske motoren. Hvis antallet pulser reduseres, øker de høyere harmoniske ved utgangen til frekvensomformeren, noe som øker tapene i motoren.

En annen måte å løse dette problemet på er å bruke andre referansespenninger i stedet for tre sinusformede. Disse spenningene kan være av hvilken som helst form (for eksempel trapesformet eller trinn).

For eksempel bruker en felles spenningsreferanse den tredje harmoniske av en sinusformet spenningsreferanse. For å oppnå en slik svitsjmodus for halvlederenheter til omformeren, som vil øke utgangsspenningen til frekvensomformeren, er det mulig ved å øke amplituden til den sinusformede referansespenningen med 15,5% og legge til en tredje harmonisk til den.

Synkron PWM

Den største vanskeligheten med å bruke den sinusformet kontrollerte PWM-metoden er behovet for å bestemme de optimale verdiene for koblingstiden og vinkelen for spenningen i en gitt periode. Disse koblingstidene må stilles inn på en slik måte at kun et minimum av høyere harmoniske tillates. Denne koblingsmodusen opprettholdes kun for et gitt (begrenset) frekvensområde. Drift utenfor dette området krever bruk av en annen koblingsmetode.

Asynkron PWM

Behovet for feltorientering og systemrespons med hensyn til dreiemoment- og hastighetskontroll av trefase-vekselstrømsdrivenheter (inkludert servodrifter) krever en trinnvis endring i amplituden og vinkelen til omformerspenningen. Bruk av "normal" eller synkron PWM-svitsjmodus tillater ikke trinnvis amplitude og vinkel på omformerspenningen.

En måte å møte dette kravet på er asynkron PWM, hvor i stedet for å synkronisere utgangsspenningsmodulasjonen til utgangsfrekvensen, som vanligvis gjøres for å redusere harmoniske i en motor, moduleres vektorspenningskontrollsyklusen, noe som resulterer i synkron kobling med utgangsfrekvensen .

Det er to hovedvarianter av asynkron PWM:

SFAVM (Stator Flow-oriented Asynchronous Vector Modulation = (synkron vektormodulasjon orientert mot statorfluksen)

60° AVM (Asynchronous Vector Modulation = asynkron vektormodulasjon).

SFAVM er en rom-vektor modulasjonsmetode som lar spenningen, amplituden og vinkelen til omformeren endres tilfeldig, men trinnvis i løpet av kommuteringstiden. Dette oppnår økte dynamiske egenskaper.

Hovedformålet med å bruke denne moduleringen er å optimalisere statorfluksen ved å bruke statorspenningen og samtidig redusere dreiemomentrippelen, siden vinkelavviket avhenger av koblingssekvensen og kan forårsake en økning i dreiemomentrippel. Derfor må kommuteringssekvensen beregnes på en slik måte at vektorvinkelavviket minimeres. Bytte mellom spenningsvektorer er basert på beregning av ønsket magnetisk fluksbane i motorstatoren, som igjen bestemmer dreiemomentet.

Ulempen med de tidligere konvensjonelle PWM-kraftsystemene var avviket i amplituden til statormagnetiske fluksvektoren og den magnetiske fluksvinkelen. Disse avvikene påvirket rotasjonsfeltet (momentet) i motorluftspalten negativt og forårsaket dreiemomentrippel. Påvirkningen av U-amplitudeavviket er ubetydelig og kan reduseres ytterligere ved å øke svitsjefrekvensen.

Generering av motorspenning

Stabil drift tilsvarer reguleringen av spenningsvektoren til maskinen U wt slik at den beskriver en sirkel (se fig. 24).

Spenningsvektoren er preget av størrelsen på spenningen til den elektriske motoren og rotasjonshastigheten, som tilsvarer driftsfrekvensen på det aktuelle tidspunktet. Motorspenningen dannes ved å lage gjennomsnittsverdier ved å bruke korte pulser fra nabovektorer.

Danfoss SFAVM-metoden har blant annet følgende funksjoner:

Spenningsvektoren kan justeres i amplitude og fase uten å avvike fra det innstilte målet.

Koblingssekvensen starter alltid med 000 eller 111. Dette gjør at spenningsvektoren kan ha tre koplingsmodi.

Gjennomsnittsverdien til spenningsvektoren oppnås ved bruk av korte pulser av nabovektorer, samt nullvektorer 000 og 111.

Kontrollopplegg

Kontrollkretsen, eller kontrollkortet, er det fjerde hovedelementet i frekvensomformeren, som er designet for å løse fire viktige oppgaver:

Styring av halvlederelementer i frekvensomformeren.

Kommunikasjon mellom frekvensomformere og eksterne enheter.

Datainnsamling og generering av feilmeldinger.

Utfører funksjonene for å beskytte frekvensomformeren og den elektriske motoren.

Mikroprosessorer har økt hastigheten på kontrollkretsen, utvidet omfanget av stasjoner betydelig og redusert antall nødvendige beregninger.

Mikroprosessoren er innebygd i frekvensomformeren og er alltid i stand til å bestemme det optimale pulsmønsteret for hver driftstilstand.

Styrekrets for AIM frekvensomformer

Ris. 25 Driftsprinsipp for styrekretsen for en mellomkrets styrt av en bryter.

På fig. 25 viser en frekvensomformer med AIM-styring og en mellomstrømbryter. Styrekretsen styrer omformeren (2) og omformeren (3).

Styringen er basert på den øyeblikkelige verdien av mellomkretsspenningen.

Mellomkretsspenningen driver en krets som fungerer som en minneadresseteller for lagring av data. Minnet lagrer utgangssekvensene for omformerens pulsmønster. Når mellomkretsspenningen økes, er tellingen raskere, sekvensen avsluttes raskere, og utgangsfrekvensen øker.

Når det gjelder chopperstyring, sammenlignes først mellomkretsspenningen med den nominelle verdien av spenningsreferansesignalet. Dette spenningssignalet forventes å gi riktig utgangsspenning og frekvens. Hvis referansesignalet og mellomkretssignalet endres, informerer PI-kontrolleren kretsen om at syklustiden må endres. Dette får mellomkretsspenningen til å tilpasse seg referansesignalet.

En vanlig modulasjonsmetode for å kontrollere en frekvensomformer er pulsamplitudemodulasjon (PAM). Pulse Width Modulation (PWM) er en mer moderne metode.

Feltkontroll (vektorkontroll)

Vektorkontroll kan organiseres på flere måter. Hovedforskjellen mellom metodene er kriteriene som brukes ved beregning av verdiene for aktiv strøm, magnetiseringsstrøm (magnetisk fluks) og dreiemoment.

Ved sammenligning av likestrømsmotorer og trefase asynkronmotorer (fig. 26), identifiseres visse problemer. Ved likestrøm er parametrene som er viktige for å generere dreiemoment - magnetisk fluks (F) og armaturstrøm - faste i forhold til størrelsen og plasseringen av fasen og bestemmes av orienteringen til eksitasjonsviklingene og posisjonen til karbonet. børster (fig. 26a).

I en DC-motor er ankerstrømmen og strømmen som skaper den magnetiske fluksen plassert i rette vinkler på hverandre, og verdiene deres er ikke veldig store. I en asynkron elektrisk motor er posisjonen til den magnetiske fluksen (F) og rotorstrømmen (I,) avhengig av belastningen. Dessuten, i motsetning til en DC-motor, kan fasevinkler og strøm ikke bestemmes direkte fra størrelsen på statoren.

Ris. 26. Sammenligning av en DC-maskin og en AC-induksjonsmaskin

Men ved hjelp av en matematisk modell er det mulig å beregne dreiemomentet ut fra forholdet mellom den magnetiske fluksen og statorstrømmen.

Fra den målte statorstrømmen (l s) skilles en komponent (l w) som skaper et dreiemoment med en magnetisk fluks (F) i rette vinkler mellom disse to variablene (l c). Dette skaper en magnetisk fluks av den elektriske motoren (fig. 27).

Ris. 27. Beregning av strømkomponenter for feltkontroll

Med disse to strømkomponentene kan dreiemomentet og den magnetiske fluksen påvirkes uavhengig av hverandre. På grunn av den visse kompleksiteten til beregninger basert på den dynamiske modellen til den elektriske motoren, er slike beregninger kun kostnadseffektive i digitale stasjoner.

Fordi den lastuavhengige magnetiseringskontrollen er atskilt fra momentstyringen i denne metoden, er det mulig å dynamisk styre en induksjonsmotor på samme måte som en DC-motor - forutsatt at det er et tilbakemeldingssignal. Denne metoden for å kontrollere en trefaset AC-motor har følgende fordeler:

God respons på lastendringer

Nøyaktig strømkontroll

Fullt dreiemoment ved null hastighet

Ytelsen er sammenlignbar med DC-stasjonene.

V/f og fluksvektorkontroll

De siste årene har hastighetskontrollsystemer for trefase AC-motorer blitt utviklet basert på to forskjellige kontrollprinsipper:

normal V/f-kontroll, eller SCALAR-kontroll, og fluksvektorkontroll.

Begge metodene har sine egne fordeler, avhengig av den spesifikke kjøreytelsen (dynamikken) og nøyaktighetskravene.

V/f-regulering har et begrenset hastighetsreguleringsområde (ca. 1:20) og et annet reguleringsprinsipp (kompensasjon) kreves ved lav hastighet. Ved hjelp av denne metoden er det relativt enkelt å tilpasse frekvensomformeren til motoren, og reguleringen er immun mot momentane lastendringer over hele hastighetsområdet.

I fluksstyrte frekvensomformere må frekvensomformeren konfigureres nøyaktig for motoren, noe som krever detaljert kunnskap om motorparameterne. Ytterligere komponenter er også nødvendig for å motta tilbakemeldingssignalet.

Noen fordeler med denne typen kontroll:

Rask respons på hastighetsendringer og bredt hastighetsområde

Bedre dynamisk respons på retningsendringer

Et enkelt kontrollprinsipp er gitt over hele hastighetsområdet.

For brukeren vil den beste løsningen være en kombinasjon av de beste egenskapene til begge prinsippene. Det er klart at trinnbelastnings-/avlastningsstabilitet over hele hastighetsområdet, som vanligvis er et sterkt punkt for V/f-kontroll, og en rask respons på hastighetsreferanseendringer (som i feltkontroll) begge er nødvendig.

Ved utforming av elektroniske enheter er det ofte nødvendig med en strømforsyning med forskjellige utgangsspenninger. DC-DC-omformere på svitsjkondensatorer er mye brukt i moderne enheter, noe som gjør det mulig å generere den nødvendige spenningen fra en enkelt strømkilde. Artikkelen diskuterer prinsippene for drift av slike omformere, deres tekniske egenskaper og applikasjoner.

La oss vurdere prinsippet for drift av omformeren ved å bruke eksemplet på den utbredte ICL7660 / MAX1044 mikrokretsen med utvidet funksjonalitet. MAX1044-brikken skiller seg fra ICL7660 i nærvær av Boost-inngangen (øker frekvensen til den interne oscillatoren). Blokkskjemaet til ICL7660-brikken er vist i fig. 1.

Kretsen inneholder fire power MOS-brytere kontrollert av logiske elementer og en spenningsnivåskifter, som opererer med en frekvens oppnådd ved å dele frekvensen til master RC-oscillatoren med to. Dette lar deg generere kontrollpulser med de nødvendige "meander"-karakteristikkene og optimalisere forbruket til master-RC-oscillatoren, hvis driftsfrekvens uten eksterne elementer er 10 kHz. En intern spenningsregulator er nødvendig for å sikre driften av mikrokretsen fra en kilde med redusert spenning.

Prinsippet for drift av mikrokretsen i modusen til en ideell spenningsomformer vil bli vurdert i henhold til funksjonsdiagrammet vist i fig. 2.

Når tastene S1 og S3 er lukket og tastene S2 og S4 åpnes i løpet av første halvdel av syklusen, lades den eksterne kondensatoren C1 fra strømkilden til spenningen V+, og når tastene S2 og S4 er lukket og tastene S1 og S3 åpnes i løpet av den andre halvdelen av syklusen, kondensatoren C1 overfører delvis sin ladning til den eksterne kondensatoren C2, og gir en spenning -V + ved V OUT-pinnen til mikrokretsen. De angitte spenningsverdiene tilsvarer stabil tilstand.

Energien som overføres av kondensatoren C1 i en syklus bestemmes ved hjelp av uttrykket

(1)

En av hovedindikatorene til omformeren er konverteringsfaktoren

(2)

hvor U ut - spenning ved utgangen av omformeren ved en laststrøm lik Jeg; U ut.id. - spenning ved utgangen til en ideell omformer (for en omformer U ut.id. = -U inn).

Fra uttrykk (2) kan man se at en høy verdi av konverteringskoeffisienten oppnås når U ut(i) = U ut.id. , dvs. ved V1 = V2. Men, som det fremgår av uttrykk (1), i dette tilfellet avtar energien som overføres av kondensatoren C1, noe som gjør det vanskelig å sikre en høy verdi av konverteringskoeffisienten. En økning i energien som overføres av kondensatoren er mulig ved å øke kapasitansen C1 eller driftsfrekvensen. I det første tilfellet øker dimensjonene til kondensatoren og følgelig dimensjonene til omformeren. I det andre tilfellet øker energitapet i en ekte enhet, noe som reduserer effektiviteten.

hvor P ut er kraften som leveres til lasten; Pin - strøm forbrukes fra strømkilden.

Det kan sees fra analysen at når du utvikler en spesifikk konverteringsenhet, er det nødvendig å optimalisere verdiene til driftsfrekvensen og kapasitansen til kondensatoren C1. For å gjøre dette er det nødvendig å sørge for muligheten for å endre driftsfrekvensen i samsvar med verdiene for driftsspenninger og forbrukte strømmer.

Vurder de elektriske egenskapene til ICL7660-mikrokretsen, inkludert i henhold til testkretsen vist i fig. 3.

Tabell 1. Korte elektriske egenskaper til mikrokretsen ved V + \u003d 5V, C OSC \u003d 0

Typiske avhengigheter av de elektriske egenskapene til ICL7660-brikken er vist i fig. 4-8.

De gitte avhengighetene gjør det mulig å avgrense parametrene til omformeren for spesifikke verdier av driftsspenninger og forbrukte strømmer.

La oss vurdere typiske kretser for å slå på ICL7660-brikken.

spenningsomformer

Kretsen for å slå på mikrokretsen i spenningsomformermodus er vist i fig. 9.

Omformeren gir en spenningsutgang V OUT lik -V + i området 1,5V

Utgangsimpedansen til mikrokretsen avhenger av DC-modus og av reaktansen til kondensatoren C1.

(3)

Så for den nominelle C1 \u003d 10 mikrofarader og frekvensen f \u003d 10 kHz X C \u003d 3,18 Ohm. For å eliminere effekten av kondensator C1 på utgangsimpedansen, er det nødvendig at X C

For å betjene mikrokretsen i området 1,5V

Redusert utgangsimpedans

For å redusere utgangsmotstanden kan du bruke parallellkoblingen av mikrokretser, som er vist i fig. 10.

Utgangsimpedansen til en slik krets avhenger av antall mikrokretser som er koblet parallelt. n og er definert ved hjelp av et uttrykk.

(4)

Figuren viser at kondensatoren C1 er individuell for hver mikrokrets, og kondensatoren C2 er felles. Den vurderte inkluderingen av mikrokretser gjør det mulig å øke utgangsstrømmen, konverteringsfaktoren og effektiviteten til omformeren.

Chip kaskade

For å øke utgangsspenningen kan du bruke kaskaden av mikrokretser, vist i fig. 11.

Utgangsspenningen til en slik omformer er -nV +. Gitt det tillatte området på 1,5V

Spenningsdobler

For å få en positiv spenning fra en negativ spenningskilde, i tillegg til å doble spenningen, slås mikrokretsen på, vist i fig. 12.

Ved pinnene 8 og 3 genereres en spenning V OUT \u003d -V -, og ved pinnene 8 og 5 V OUT \u003d -2V -. Dioden er nødvendig for å sikre den innledende fasen av driften av mikrokretsen. I noen tilfeller er det praktisk å bruke bryterkretsen vist i fig. 13.

Utgangsspenningen til en slik omformer er 2V + -2V F, der V F er spenningsfallet over dioden i foroverretningen (for silisiumdioder V F \u003d 0,5-0,7V).

Spenningsdelere

Ved å bruke ICL7660-brikken kan du få en kraftig spenningsdeler når du slår den på, som vist i Fig.14.

Kombinerte spenningskilder

ICL7660-brikken lar deg motta spenninger med forskjellige klassifiseringer. Et av byttealternativene er vist i fig.15.

I spenningsomformeren vist på figuren dannes spenninger - (V + -V F) og 2V + -2V F.

Bufferdrift

Som det fremgår av materialet diskutert ovenfor, har omformere med svitsjede kondensatorer reversible egenskaper. Dette lar deg implementere buffermodusen for deres operasjon, et av alternativene som er vist i fig.16.

Enheten får strøm fra kilden V IN , som gir spenningen V OUT (5. utgang av den n-te mikrokretsen) og V + (8. utgang fra den første mikrokretsen) - batteriladingsspenning. Når forsyningsspenningen svikter eller strømforsyningen er frakoblet, vil spenningen V OUT genereres fra batterispenningen V+.

Endring av frekvensen til ICL7660-generatoren

Parametrene til de vurderte omformerne avhenger av frekvensen til mikrokretsgeneratoren. Effektivitetens avhengighet av frekvens er vist i fig.6.

Det kan sees fra figuren at med en utgangsstrøm på 1 mA, gis høy effektivitet ved frekvenser under 1 kHz. Ved høyere frekvenser reduserer tap i generatoren og strømbryterens kontrollkretser den totale effektiviteten. For å oppnå høy effektivitet i dette spesielle tilfellet, er det nødvendig å redusere driftsfrekvensen til omformeren. Driftsfrekvensen kan reduseres ved hjelp av en ekstern oscillator eller ved å koble til C OSC som vist i fig.3.

En enklere metode er å bruke en ekstern kondensator, hvis kapasitans kan bestemmes fra grafen vist i fig. 8.

For tilfellet som er vurdert ovenfor, oppnås driftsfrekvensen lik 1 kHz ved å koble til en ekstern kondensator med en kapasitet på C OSC \u003d 100pF. Når du bruker denne metoden, må det tas i betraktning at med C OSC større enn 1000pF, må kapasitansen til kondensatorene C1 og C2 økes til 100 mikrofarad.

Den vurderte metoden for å endre frekvensen til generatoren brukes i mikrokraftenheter for å sikre en høy effektivitet av omformeren.

I noen tilfeller må driftsfrekvensen til omformeren økes. I disse tilfellene er det mulig å bruke C1 og C2 med mindre kapasitet og derfor mindre dimensjoner. Det reduserer også generatorstøynivået i lydsystemer. Den enkleste måten å øke frekvensen på er med Boost-pinnen på MAX1044. Når nøkkelen S1 er lukket (fig. 3), øker driftsfrekvensen til mikrokretsen med 6 ganger.

Lavstrømsmodus

Ved drift i standby-modus er det nødvendig å redusere strømforbruket av omformeren. Noen mikrokretser har en SD-inngang, som du kan redusere strømforbruket med til enheter med mikroampere. Laveffektmodusen kan også implementeres ved å bruke OSC-inngangen. Alternativer for å implementere denne modusen ved bruk av konvensjonelle logiske elementer, logiske elementer med åpent avløp (kollektor), samt de med en tredje tilstand er vist i fig.17.

Mikrokretser av spenningsomformere på svitsjede kondensatorer produseres av en rekke selskaper: Maxim, National Semiconductor, Microchip, etc. Disse mikrokretsene har samme operasjonsprinsipp og er forskjellige i deres implementerte funksjoner, elektriske parametere og design. Den utvilsomme lederen på dette området er Maxim, som produserer det bredeste utvalget av omformermikrokretser. Tabell 2 viser egenskapene til noen av brikkene som produseres av ulike selskaper.

Tabell 2. Korte karakteristikker av mikrokretser.

Chip type	Implementerte funksjoner	Utgangsstrøm (mA)	Inngangsspenning V IN (V)	Frekvens (kHz)	Strømforbruk (μA)	Merk
ICL7660 TC7660 LMC7660	-(V IN) eller 2(V IN) eller ½(V IN)	20	1,5÷10	10	250
MAX889	(-2,5 V) (-V IN)	200	2,7÷5,5	2000	50000	Innebygd avstengningsfunksjon
MAX1680 MAX1681	-(V IN) eller 2(V IN)	125	2÷5,5	125÷200 500÷1000	30000
MAX680	2(VIN) og -2(VIN)	10	2÷6	8	1000
MAX681	2(VIN) og -2(VIN)	10	2÷6	8	1000	Uten eksterne kondensatorer
MAX1673	3B	125	2÷5,5	350	16000
LM3350	3/2(V IN) eller 2/3 (VIN)	50	1,5÷5,5	1600
LM3352	2,5V; 3V eller 3,3V	200	2,5÷5,5	1000
MAX870	-(V IN) eller 2(V IN) eller ½(V IN)	50	1,6÷5,5	56÷194	1000
MAX864	2(VIN) og -2(VIN)	100	1,75÷6	7÷185	5000	Innebygd avstengningsfunksjon

Merk: mikrokretser MAX, ICL - firmaer MAXIM; LM, LMC - National Semiconductor; TC - Mikrobrikke.

Tabellen viser at omformerne på svitsjede kondensatorer kan fungere i modusene til en omformer, en dobler, en deler av inngangsspenningen med to, og lar deg generere flere spenninger ved utgangen samtidig. Noen mikrokretser har innebygde spenningsregulatorer. De betraktede mikrokretsene er mye brukt i bærbare datamaskiner, mobiltelefoner, personsøkere, bærbare enheter og andre enheter. I amatørradiopraksis kan de for eksempel brukes til å generere bipolare forsyningsspenninger for operasjonsforsterkere, for å gi bufferkraft til elektroniske enheter fra en enkelt battericelle, til å generere en LCD-forsyningsspenning osv. Små dimensjoner, høy konverteringsfaktor og effektivitet, fravær av induktanser, reversible egenskaper er svært attraktive for bruk av de betraktede omformere i utviklingen av ulike elektroniske enheter.

Litteratur

1. Maxim full-line CD-Catalog versjon 5.0 2001 Edition.
2. National Analog and interface products databook, 2001 Edition.