Măsurarea întârzierii intervalelor de timp ale modelului de impulsuri. Metode de măsurare a perioadei și intervalelor de timp

Trimiteți-vă munca bună în baza de cunoștințe este simplu. Utilizați formularul de mai jos

Studenții, studenții absolvenți, tinerii oameni de știință care folosesc baza de cunoștințe în studiile și munca lor vă vor fi foarte recunoscători.

postat pe http://www.allbest.ru/

Lucrări de curs

pe această temă: " Design simăsurătoreuinterval de timp»

Completat de: Pashko A.N.

grupa ES-52

Verificat: Protasova T.A.

CUconţinut

Introducere

1. Metode de măsurare a intervalelor de timp

2. Elaborarea diagramelor structurale și funcționale ale dispozitivului

3. Dezvoltare scheme de circuite s dispozitive

3.1 Alegere element de bază

3.2 Proiectarea schemelor Slot Edge

3.3 Proiectarea generatorului

3.4 Proiectarea divizoarelor de frecvență

3.5 Sinteza contorului BCD subtractiv cu ordinul de numărare 8421+6 pe D-flip-flops

3.6 Designul dispozitivului de afișare

3.6.1 Sinteza convertorului de cod

3.6.2 Sinteza unui registru paralel cu recepție de date monofazată

3.7 Proiectarea unui convertor paralel-serial

3.8 Proiectarea unității de control

3.8.1 Sinteza unui contor cu un factor de conversie de 16

3.8.2 Dezvoltarea unei scheme de resetare

3.8.3 Proiectarea liniei de întârziere

Concluzie

Bibliografie

Introducere

Circuitele digitale sunt o ramură a științei, tehnologiei și producției care este asociată cu dezvoltarea, cercetarea, proiectarea și fabricarea sistemelor electronice, unde transformarea și procesarea informațiilor are loc conform legii unei funcții discrete. Dezvoltarea industrială a circuitelor digitale are două direcții: energie (putere), asociată cu conversia curenților continui și alternativi pentru nevoile metalurgiei, tracțiunii electrice, industriei energiei electrice și informații, care include echipamente audio și video, telecomunicații, măsurători. , controlul și reglarea proceselor tehnologice de producție cercetare științificăîn domeniul tehnic și umanitar.

Schimbul de informații în sistemele electronice se realizează cu ajutorul semnalelor. Purtătorii de semnal pot fi mărimi fizice diferite - curenți, tensiuni, stări magnetice, unde luminoase. Alocați semnale analogice (continue) și discrete.

Semnalele discrete sunt mai ușor de stocat și procesat, sunt mai puțin predispuse la distorsiuni. Astfel de distorsiuni sunt mai ușor de identificat și corectat. Prin urmare, semnalele discrete sunt mai des folosite în practică decât cele continue. Există două tipuri de semnale discrete. Prima a fost obţinută în timpul de eşantionare pe nivele sau în timpul semnalelor continue; al doilea - sub forma unui set de combinații de coduri de caractere, numere sau cuvinte.

Transformarea unui set de informații continuu de semnale analogice într-un set discret se numește eșantionare. A doua transmitere sub formă de combinații de coduri de cuvinte este mai universală și comună. Este folosit pentru a codifica vorbirea umană pe hârtie, în matematică, în electronică digitală.

Este probabil ca în viitorul apropiat electronicele digitale să ocupe o poziție de monopol pe piața sistemelor și dispozitivelor electronice. Astăzi, calculatoarele personale și controlerele digitale au înlocuit practic computerele electronice analogice. Același lucru se întâmplă și cu echipamentele de radiocomunicații, radiodifuziune și televiziune (televizoare, radiouri, aparate video, înregistrări audio, echipamente fotografice).

În principiu, tehnologia digitală nu va putea înlocui complet tehnologia analogică, deoarece procesele fizice de la care sistemul electronic primește informații sunt de natură analogică; în acest caz, sunt necesare dispozitive digital-analogic și analog-digital la intrare și la ieșire.

Circuitul digital este o ramură a științei, tehnologiei și producției care este asociată cu dezvoltarea, cercetarea, proiectarea și fabricarea sistemelor electronice, în care transformarea și prelucrarea informațiilor se realizează conform legii unei funcții discrete. Dezvoltarea industrială a circuitelor digitale are două direcții: energie (putere), asociată cu conversia curenților continui și alternativi pentru nevoile metalurgiei, tracțiunii electrice, industriei energiei electrice și informații, care deține echipamente audio și video, telecomunicații, măsurători. , controlul și reglementarea proceselor tehnologice de producție științifică.cercetare în domeniile tehnic și umanitar.

Un dispozitiv digital de măsurare este un instrument de măsurare în care valoarea măsurată cantitate fizica este reprezentat automat ca un număr indus pe un dispozitiv digital de citire, sau ca un set de semnale discrete - un cod.

1 . Metode de măsurare a intervalelor de timp

Există următoarele metode de măsurare electronică a intervalelor de timp conform metodei de afișare a informațiilor:

Osciloscop;

Digital.

Metodele digitale pentru măsurarea intervalelor de timp includ:

Metoda de numărare secvenţială;

Metoda de potrivire întârziată;

metoda Nonius;

Metode cu conversie intermediară.

Luați în considerare caracteristicile fiecăreia dintre metodele de măsurare enumerate.

Esență metoda de numărare secvenţială constă în prezentarea intervalului măsurat fmeas ca o succesiune a unui anumit număr de impulsuri care urmează unul după altul cu un anumit interval de timp fo. După numărul de impulsuri ale acestei secvențe, numite cuantizare, judecăți durata intervalului. Numărul de impulsuri al secvenței de cuantizare este un cod digital al intervalului de timp f măs. Figura 1.1 prezintă diagrama de timp pentru metoda de numărare secvenţială.

Figura 1.1 - Diagrama de timp pentru metoda de numărare secvenţială

a) impulsuri ale secvenței de cuantizare;

b) impulsuri care determină începutul și sfârșitul intervalului de timp măsurat;

c) impulsul de control;

d) impulsuri la intrarea selectorului

Un dispozitiv care implementează această metodă se numește convertor de numărare în serie. Schema funcțională a dispozitivului este prezentată în Figura 1.2. Algoritmul muncii sale este următorul. Selectorul de timp primește impulsuri de la generatorul de secvențe de cuantizare. Selectorul de timp este controlat de un impuls dreptunghiular, a cărui durată este egală cu intervalul măsurat fmeas. Impulsul de control este generat de unitatea de formare.

Figura 1.2 - Schema funcțională a convertorului de numărare secvențială

În prezența unui impuls de control, impulsurile secvenței de cuantizare trec prin selector, care sunt apoi înregistrate de contor.

Dezavantajul metodei este lipsa de precizie în multe cazuri. Pentru a îmbunătăți acuratețea, este necesar să se reducă intervalul f aproximativ sau să se țină seama cumva de intervalele Df 1 și Df 2 . Reducerea intervalului f o necesită o creștere a vitezei schemelor de recalculare, care este greu de implementat. Intervalul Df 1 poate fi redus la zero dacă sincronizați impulsurile secvenței de cuantizare cu impulsul de pornire. Pentru a lua în considerare intervalul Df 2, există diverse metode.

metoda Nonius. Metoda Nonius găsită aplicare largăîn tehnica de măsurare a intervalelor de timp, atât ca mijloc de reducere a erorii convertoarelor de numărare secvențială, cât și ca metodă independentă de construire a unor aparate de măsurare.

Figura 1.3 prezintă o diagramă funcțională a unui contor de interval de timp cu o metodă vernier pentru reducerea erorii Df 2 și cu sincronizarea impulsului de pornire (Df 1 = 0).

Figura 1.3 - Diagrama funcțională a contorului de interval de timp vernier

Schema funcționează după cum urmează. Impulsurile de la generatorul de secvențe de cuantizare sunt alimentate la intrările circuitelor de coincidență și la intrarea divizorului de frecvență. Divizorul de frecvență generează impulsuri care sunt sincrone cu secvența de cuantificare și servesc la declanșarea dispozitivelor studiate. În același timp, impulsurile divizorului deschid circuitul de coincidență, ale cărui impulsuri de ieșire sunt înregistrate de un contor grosier.

Generatorul de impulsuri vernier este declanșat de un impuls de oprire. Pulsurile pe care le generează cu punct

f i \u003d (n-1) / n,

unde n este un număr întreg, ajung la cealaltă intrare a circuitului de coincidență și sunt înregistrate simultan de contorul de numărare exactă.

După o anumită perioadă de timp, în funcţie de durata secţiunii f 0 -Df 2 , impulsurile secvenţelor de cuantizare şi vernier vor coincide. Impulsul circuitului de coincidență blochează generatorul de impulsuri vernier. Este evident că numărul de impulsuri înregistrat de contor este proporţional cu durata secţiunii f 0 -Df 2 .

Intervalul măsurat fmeas poate fi exprimat ca

Ф măsura \u003d (N-N n) f 0 + N n Df n, (1.1)

unde N este citirea contorului grosier;

N n - indicații ale contorului exact de numărare;

Df n - pas vernier egal cu f 0 /n.

Astfel, metoda vernier face posibilă reducerea erorii absolute de măsurare la valoarea f 0 /n. În acest caz, valoarea lui n poate atinge valori destul de mari (câteva zeci și chiar sute), ceea ce determină distribuția largă a metodei.

Utilizarea metodei vernier pentru valori mari ale lui n impune o serie de cerințe nodurilor circuitului, dintre care cele mai semnificative sunt:

stabilitatea de înaltă frecvență a secvenței vernierului;

stabilitate ridicată a parametrilor pulsului ambelor secvențe;

circuite de coincidență de înaltă rezoluție.

Un dezavantaj semnificativ al metodei vernier este inconvenientul citirii rezultatelor măsurătorilor din mai multe tablouri de bord cu calcule ulterioare.

LA metode cu conversie intermediară includ metoda de conversie timp-amplitudine și metoda de conversie la scară de timp.

Metoda de conversie timp-amplitudine este utilizat pentru a contabiliza secțiunea Df 2 în convertorul de numărare secvențială. În figura 1.4 este prezentată schema funcțională a dispozitivului de măsurare.

Algoritmul de funcționare a dispozitivului este următorul. Impulsurile secvenței de cuantizare de la generator sunt alimentate la primele intrări ale circuitelor de coincidență 1 și 2, care sunt controlate de un declanșator prin cele de-a doua intrări.

Când sosește impulsul de pornire, flip-flop-ul se rotește, deschizând circuitul de coincidență 2 și de închidere a circuitului de coincidență 1. Circuitul de sincronizare grosier, constând din circuitul de coincidență 2 și un contor, începe să funcționeze.

Figura 1.4 - Diagrama funcțională a contorului de interval de timp conform metodei de conversie timp-amplitudine

Impulsul de oprire readuce declanșatorul în poziția inițială, circuitul de coincidență 2 se închide și se deschide circuitul de coincidență 1. Impulsul de oprire intră simultan în convertorul timp-amplitudine și îl pornește. Primul impuls de la ieșirea circuitului de coincidență 1 oprește convertorul. În acest caz, la ieșirea convertorului apare un impuls, a cărui amplitudine este proporțională cu durata intervalului dintre două impulsuri - oprirea și primul impuls de la ieșirea circuitului de coincidență 1, adică proporțional cu sectiunea Df 2. Ca convertor timp-amplitudine, cel mai des este folosit un generator liniar. tensiune dinte de ferăstrău, controlat de două impulsuri - pornire și oprire.

Apoi, impulsul de la ieșirea convertorului este alimentat la intrarea analizorului de amplitudine cu canale n. În cel mai simplu caz, analizorul de amplitudine poate fi realizat sub forma a n discriminatoare integrale conectate în paralel cu praguri de discriminare echidistante între ele. În funcție de amplitudinea impulsului la ieșirea convertorului, ieșirea analizorului va fi un semnal de un tip sau altul (tipul de semnal depinde de tipul de analizor utilizat), purtând informații despre durata intervalului Df 2 . Acest semnal este transmis la unitatea de decodare și afișare.

Metoda de conversie la scară de timp constă în faptul că durata intervalului măsurat f meas este convertită într-un impuls cu o durată kf meas, care se măsoară cu ajutorul unui convertor de numărare în serie. De obicei, conversia la scară de timp se face în doi pași. Prima dintre ele constă în transformarea de tip timp-amplitudine, a doua - în transformarea de tip amplitudine-timp. Figura 1.5 prezintă o diagramă funcțională generală a dispozitivului de măsurare. Impulsurile de pornire și oprire, intervalul fmeaselor între care urmează a fi măsurat, sunt transmise convertorului de scară de timp. Impulsul la ieșirea convertizorului, având o durată kf meas, controlează circuitul de coincidență, care, în timpul acțiunii acestui impuls, trece impulsuri de cuantizare de la generator la contor. Prin urmare, generatorul, circuitul de coincidență și contorul sunt un convertor de numărare secvențial, cu ajutorul căruia măsurarea intervalului kf meas.

Figura 1.5 - Diagrama funcțională a contorului de interval de timp conform metodei de conversie la scară de timp

Pentru intervalul măsurat, putem scrie

f măsura =Nf 0 /k,

unde N este numărul de impulsuri înregistrate de contor.

Astfel, metoda luată în considerare face posibilă măsurarea unor intervale de timp mici fără a recurge la circuite de scalare de mare viteză.

Eroarea metodei de conversie la scară de timp este determinată în principal de valoarea și constanța factorului de conversie k.

2 . Elaborarea diagramelor structurale și funcționale ale dispozitivului

detector de măsurare a intervalului de timp

Schema bloc a dispozitivului proiectat include următoarele elemente:

Modelator de impulsuri (FI) - generează un semnal de control care vă permite să începeți numărarea atunci când sosește marginea anterioară a pulsului măsurat. Numărarea se oprește când sosește marginea descendentă a pulsului măsurat.

Generator de ceas (TG) - generează impulsuri de înaltă frecvență necesare pentru măsurarea intervalului de timp, precum și impulsuri necesare pentru a asigura funcționarea convertorului de cod care transmite informații către canalul de comunicație.

Circuit de numărare a ceasului (SPI) - numără numărul de impulsuri care se încadrează în intervalul de timp măsurat.

Unitatea de control (CU) - este necesară pentru a coordona funcționarea tuturor nodurilor dispozitivului în timp.

Bloc de afișare (BO) - necesar pentru afișarea rezultatului măsurării.

Convertor de cod paralel-serial (PPC) - convertește codul pentru transmiterea acestuia pe canalul de comunicație.

Figura 2.1 arată schema structurala dispozitiv digital de măsurare, inclusiv elementele descrise mai sus.

Figura 2.1 - Schema structurală a dispozitivului proiectat

Schema bloc a dispozitivului constă dintr-un bloc FI, care generează semnale la sosirea frontului de avans al impulsului măsurat și la sosirea marginii de fugă. Semnalul generat la sosirea frontului ascendent permite trecerea impulsurilor de ceas de la TG la SPI, care, atunci când sosesc impulsuri de ceas de la TG, efectuează o numărare. Când sosește o margine de fugă, impulsurile de la TG nu mai ajung la SPI și numărarea se oprește. Combinația binară la ieșirea SPI, conform semnalului de activare al BU, intră în intrările BO și PPC. În plus, rezultatul măsurării este afișat în BO, iar în circuitul PPC, combinația binară este convertită dintr-un cod paralel într-unul serial, pentru trecerea ulterioară la canalul de comunicație.

Să construim o diagramă funcțională a dispozitivului de măsurare.

Pulse shaper - generează semnale care determină începutul și sfârșitul intervalului de timp măsurat. Include detectoare din față (formează un semnal care determină începutul pulsului) și din spate (semnal de sfârșit al pulsului) față.

De la detectoarele frontale, impulsurile cad pe declanșator, cu ajutorul cărora se alocă intervalul de timp necesar.

Conjunctorul vă permite să activați sau să dezactivați trecerea impulsurilor de ceas generate de generator.

Contor necesar pentru numărarea impulsurilor. Pentru a reduce numărul de elemente în construcția unui contor de interval de timp, vom folosi un contor BCD ca contor pentru numărarea semnalelor de ceas, care funcționează în conformitate cu codul de schimb cu dispozitivul de procesare.

Un astfel de contor va conține contoare BCD de o cifră incluse secvenţial. Numărul de cifre binare ale contorului este determinat de formula:

Registrul de stocare - stochează informațiile provenite de la contorul de puls și, de asemenea, vă permite să evitați pâlpâirea în timp ce afișați rezultatul numărării pe indicator. Acest lucru se datorează faptului că citirea informațiilor din registru se efectuează numai la sfârșitul numărării de către contor.

Un convertor de cod care convertește informațiile provenite dintr-un registru de stocare într-un format convenabil pentru funcționarea indicatorului zecimal. După condiție, un cod ca 8421+6 vine de la contor.

Indicator zecimal digital. Să determinăm capacitatea dispozitivului indicator prin formula:

Unde D max- valoarea maximă a valorii măsurate, DD- precizia măsurării.

Generator - generează impulsuri dreptunghiulare de o frecvență dată, necesare numărării impulsurilor și transmiterii datelor. Lucrarea folosește un generator de frecvență și doi divizoare de frecvență cu 3 și 50, la ieșirile cărora frecvențele de ceas sunt egale cu Hz și Hz.

Convertor de cod paralel în serial. Pentru a implementa convertorul de cod în lucrare, se folosește un registru cu intrare paralelă și ieșire în serie de informații.

Capacitatea unui registru cu intrare paralelă și ieșire serială de informații este determinată pe baza faptului că sunt necesari 4 biți pentru a afișa fiecare cifră zecimală:

Schema de control asigură coordonarea în timp de funcționare a tuturor unităților dispozitivului. Controlează transferul de informații din registrul de stocare către indicator și către canalul de comunicare.

Figura 2.3 prezintă o diagramă funcțională a dispozitivului de numărare a impulsurilor proiectat, care funcționează după următorul principiu: în momentul inițial de timp, semnalul este aplicat la intrarea DFT, care generează un impuls care ajunge la intrarea S a lui. declanșatorul T, punându-și ieșirea Q într-o singură stare, oferind astfel o furnizare continuă a unui semnal către elementul logic și, la a doua intrare a căruia este furnizat un semnal de la divizorul de frecvență f/3. Când ieșirea Q a declanșatorului T este un semnal de nivel înalt, impulsurile de ceas de la generator sunt trimise la contor. Dacă marginea de fugă a impulsului ajunge la intrare, DPF generează un semnal care intră în intrarea R a declanșatorului T și îl resetează, în timp ce ieșirea Q este setată la un nivel scăzut al semnalului și apare un „0” logic la intrarea elementului AND, care nu omite trecerea impulsurilor de la generator - contorul va opri numărarea.

La sosirea unui impuls în jurul marginii de fugă a semnalului, circuitul CU este pornit, care generează un semnal despre permisiunea de a scrie în registrul de stocare și registrul de deplasare pentru a transmite date de la acestea către indicatoare și către comunicație. canal, respectiv. După aceea, CU transferă elementele dispozitivului în starea inițială (adică resetează) pentru a continua măsurarea duratei altor impulsuri.

Figura 2.2 prezintă o diagramă bloc a algoritmului de funcționare a dispozitivului.

Figura 2.2 - Schema bloc a algoritmului de funcționare a dispozitivului

Dispozitivul de măsurare a intervalelor de timp funcționează conform următorului algoritm.

Când marginea anterioară a semnalului ajunge la intrarea dispozitivului, se pornește generatorul, care prin divizor f/3 generează impulsuri cu o frecvență f 1 = 10000 Hz și dă un semnal de ceas pentru a porni contorul, care numără numărul de impulsuri înainte de sosirea marginii de fugă a semnalului. Dacă contorul depășește, atunci un alt contor este pornit, iar cel anterior dă rezultatul numărării, care este scris în registrul de stocare pentru afișare pe indicator și în registrul paralel-serial pentru transmitere în continuare către canalul de comunicație. . Dacă apare o depășire pe primul contor, atunci al doilea contor este pornit, dacă are loc o depășire pe acesta, atunci al treilea contor este pornit, dacă are loc o depășire pe al treilea contor, atunci se aprinde un indicator de eroare. Când semnalul încetează să mai vină la intrare, impulsurile de ceas de la generator nu sunt transmise contorului și circuitului de control - contorul își păstrează valoarea până la sosirea următorului semnal.

Figura 2.3 - Schema funcțională a dispozitivului

3 . Elaborarea unei scheme de circuit a dispozitivului

3.1 Alegerea elementului de bază

Pentru a construi un dispozitiv de măsurare a intervalului de timp, este necesar să selectați o serie de microcircuite pe care vor fi implementate toate blocurile dispozitivului.

Alegerea ar trebui făcută între principalele tipuri de logici: TTL, ESL, MOS. În ceea ce privește imunitatea la zgomot, microcircuitele din seria TTL sunt cele mai potrivite. Microcircuitele ESL au imunitate insuficientă la zgomot, iar microcircuitele MOS au imunitate excesivă la zgomot și utilizarea lor este justificată în dispozitivele ale căror blocuri sunt supuse unor interferențe semnificative. Contorul de interval de timp nu este un astfel de dispozitiv. În plus, dispozitivul proiectat este conceput pentru a măsura durata impulsurilor pozitive, iar microcircuitele ESL sunt microcircuite cu logică negativă, iar pentru aplicarea lor este necesară utilizarea unui convertor de nivel, ceea ce complică oarecum proiectarea dispozitivului.

Ca rezultat al comparării principalelor serii de microcircuite logice TTL, a fost selectată seria KR1533, care are următorii parametri principali, dați în Tabelul 3.1.

Tabel 3.1 - Parametrii principali ai microcircuitelor din seria KR1533

Parametru	Sens






Rpot, mW

Din Tabelul 3.1, putem concluziona că microcircuitele din seria KR1533 au suficientă viteză, imunitate la zgomot, factor de ramificare și un consum de energie suficient de scăzut pentru dispozitivul proiectat. În plus, compoziția funcțională a microcircuitelor din această serie este destul de largă, ceea ce este important și în aplicațiile practice.

Utilizarea microcircuitelor din alte serii TTL împreună cu seria selectată de microcircuite este posibilă și fără utilizarea convertoarelor de nivel de semnal.

3.2 Proiectarea schemelor Slot Edge

Pentru a controla momentele de la începutul și sfârșitul numărării impulsurilor de la un generator de ceas, aveți nevoie de un dispozitiv care să genereze, respectiv, impulsurile de la începutul și sfârșitul numărării. Atunci când se măsoară intervalele de timp ale impulsurilor, astfel de dispozitive sunt detectoare de margine. În conformitate cu sarcina pentru munca de curs, este necesar să se proiecteze un dispozitiv pentru măsurarea duratei impulsurilor. Având în vedere acest lucru, pentru a genera un impuls de începere a numărării, este necesar să se utilizeze un detector de margine de avans, iar pentru a genera un impuls de sfârşit de numărare, trebuie utilizat un detector de margine de fugă.

Există multe scheme pentru detectoare ale muchiilor de început și de fugă. Toate au avantajele și dezavantajele lor. În acest dispozitiv, este recomandabil să se aplice circuitul detector pe elemente logice. Această schemă este cea mai simplă din cauza lipsei elementelor de legare la cip. Schema tipica Detectorul de margine ascendentă este prezentat în Figura 3.1

Figura 3.1 - Detector de vârf

Principiul de funcționare al circuitului este explicat prin diagrama de timp din Figura 3.2.

Figura 3.2 - Diagrama de timp a detectorului de front ascendent

După cum se poate vedea din diagrama de timp, pulsul la ieșirea circuitului apare în momentul în care apare marginea anterioară a impulsului de intrare și durează ceva timp. Durata impulsului de ieșire este determinată de timpul de întârziere al elementelor logice incluse în detector. Durata impulsului de ieșire trebuie să fie suficientă pentru o funcționare clară a declanșatorului care controlează începutul și sfârșitul numărării impulsurilor generatorului. Pentru o funcționare sigură a declanșării, este necesar ca condiția 3.1 să fie îndeplinită.

Ca flip-flop RS, folosim microcircuitul KR1533TR2, al cărui timp de răspuns nu depășește 26 ns. Durata impulsului de ieșire al detectorului de front va fi:

unde n este numărul de elemente logice incluse în detector;

t ZDR - element logic de comutare cu întârziere.

Lățimea minimă necesară a impulsului pentru acest declanșator este:

Pentru a construi un detector de margine ascendentă, folosim cipul KR1533LA3 care conține 4 elemente logice 2-NAND cu un timp mediu de întârziere de 8 ns. În acest caz, durata pulsului este:

Pentru a crește durata pulsului de ieșire al detectorului de vârf la valoarea necesară, este necesar să folosiți patru invertoare conectate în serie realizate pe microcircuitul KR1533LA3. Circuitul detector de frontieră în acest caz va lua forma prezentată în Figura 3.3.

Figura 3.3 - Schema detectorului de front înainte

Un circuit tipic detector de margine de fugă are forma prezentată în Figura 3.4.

Figura 3.4 - Detector de margine de fugă

O diagramă de timp care explică principiul de funcționare a detectorului de margine de fugă este prezentată în Figura 3.5.

Figura 3.5 - diagrama de timp a detectorului de margine de fugă

Pentru a construi un detector de margine de fugă, folosim cipul KR1533LE1 care conține 4 elemente logice 2-OR-NOT cu un timp mediu de întârziere de 11 ns. În acest caz, durata pulsului este:

Durata rezultată a impulsului de ieșire este mai mică decât minimul necesar (3.3). Pentru a obține o durată a impulsului de ieșire nu mai mică decât minimul, este necesar să includeți 4 elemente logice ale microcircuitului KR1533LE1 în circuitul detector de margine de fugă. Circuitul detector de margine de fugă în acest caz va avea forma prezentată în Figura 3.6, iar durata impulsului de ieșire va fi egală cu:

Figura 3.6 - Schema detectorului de margine de fugă

3.3 Proiectarea generatorului

Pentru a sincroniza funcționarea circuitului dispozitivului, pentru a primi impulsuri pentru măsurarea intervalului de timp, impulsuri care stabilesc viteza de transfer de date în canalul de comunicație, este necesar să existe un generator care să poată genera impulsuri de ceas cu o anumită rată de repetiție și durata impulsului. . Mai mult, durata impulsurilor generatorului trebuie să fie suficientă pentru a declanșa toate dispozitivele alimentate de acesta.

Frecvența generatorului este selectată din condiția:

unde LCM este cel mai mic multiplu comun.

Conform sarcinii pentru munca de curs, precizia de măsurare a DD este de 0,1 ms, iar rata de transfer de date în banda V a canalului de comunicație este de 600 bps. În conformitate cu aceasta, frecvența generatorului de ceas este egală cu:

Pentru a asigura o anumită acuratețe a măsurătorilor și o rată de transmisie, sunt necesare frecvențe de ceas diferite. Utilizarea a două generatoare de ceas poate rezolva această problemă, totuși, ambele generatoare trebuie să funcționeze sincron, cu care există dificultăți. Prin urmare, în practică, un generator și divizoare de frecvență sunt utilizate pentru a obține frecvențele de ceas necesare. Dispozitivul aflat în curs de dezvoltare folosește două frecvențe de ceas, așa că sunt utilizați doi divizoare de frecvență cu rapoarte de divizare diferite. Coeficienții de divizare pot fi calculați folosind următoarele formule:

Rapoartele de împărțire ale divizorilor de frecvență calculate prin formulele 3.9 sunt:

Pe baza faptului că frecvența generatorului este de 30 kHz, perioada de generare este:

Cu un ciclu de lucru egal cu 2, durata impulsului ar trebui să fie egală cu durata pauzei:

Circuitul generatorului de ceas este prezentat în Figura 3.7.

Figura 3.7 - Schema generatorului de ceas

Etapele tampon din generator îmbunătățesc forma tensiunii de ieșire și reduc efectul sarcinii asupra frecvenței de generare.

Formulele pentru calcularea duratei pulsului și pauzei sunt următoarele:

Pentru a obține o frecvență dată, rezistența rezistenței și, respectiv, capacitatea condensatorului trebuie să fie egale cu:

3.4 Proiectadivizoare de frecvență

Necesitatea divizoarelor de frecvență a fost justificată în secțiunea anterioară. Este recomandabil să construiți divizoare de frecvență pe un contor serial pe D-flip-flops cu un factor de conversie dat conform metodei de decodare a stării.

Pentru a construi un contor cu un anumit factor de conversie, un contor obișnuit este construit pe D-flip-flops, iar apoi sunt introduse legături care interzic stările inutile. Trebuie remarcat faptul că atât prima cât și ultima stare superfluă pot fi dezactivate.

Pentru a construi un contor cu n stări stabile, aveți nevoie de D-flip-flops. Pentru a construi un contor cu un factor de conversie de 3, aveți nevoie de un declanșator. Selectăm cipul KR1533TM2 care conține 2 flip-flops D cu intrări de configurare. Stările interzise vor fi în spate începând de la 3. Circuitul divizor de frecvență este prezentat în Figura 3.8, diagrama de timp care explică principiul funcționării acestuia este în Figura 3.9.

Figura 3.8 - Schema divizorului de frecvență cu 3

Figura 3.9 - Diagrama de timp a divizorului de frecvență cu 3

Pentru a construi un divizor de frecvență cu 50, aveți nevoie de D-flip-flops. Să alegem 3 microcircuite KR1533TM2 care conțin 2 flip-flops D cu intrări de instalare. Stările interzise ale contorului vor urma în urmă începând de la 50. Codul binar al numărului 50 este 110010. Circuitul divizor de frecvență cu 50 este prezentat în Figura 3.10.

Figura 3.10 - Schema divizorului de frecvență cu 50

3.5 Sinteza unui contor BCD subtractivCuordine de numărare 8421+6 peD- declanșatoare

Conform sarcinii pentru munca de curs, contorul binar-zecimal trebuie sintetizat pe D-flip-flops și trebuie să aibă ordinea de numărare specificată în conformitate cu opțiunea. Sarcina indică ordinea de numărare 8421+6, în conformitate cu această ordine de numărare, codul binar al cifrelor zecimale este prezentat în tabelul 3.2.

Tabelul 3.2 - Cod zecimal binar

Cifră zecimală	Cod zecimal binar

Pentru a sintetiza un numărător subtractiv, trebuie mai întâi să furnizați un tabel cu funcționarea D-flip-flop (Tabelul 3.3).

Tabelul 3.3 - Tabel de operare D-flip-flop sincron

Tabelul 3.3 arată că starea intrării D a flip-flop-ului este rescrisă la ieșirea sa Q numai dacă există un nivel ridicat la intrarea C. Având în vedere tabelul D-flip-flop-ului, este posibilă compilarea unui tabelul funcționării contorului stractiv (Tabelul 3.4).

Tabelul 3.4 - Tabelul de funcționare al contorului subtractiv

Următorul pas în sintetizarea unui numărător scărător este de a minimiza funcțiile rezultate D 1 , D 2 , D 3 și D 4 . Este convenabil să minimizați aceste funcții folosind hărți Karnaugh. Pentru a construi un circuit în baza Schaeffer, este necesar să se minimizeze funcțiile pe unități. Procesul de minimizare este prezentat în tabelele 3.5 - 3.8.

Tabelul 3.5 - Minimizarea funcției D 1 folosind harta Karnaugh

Tabelul 3.6 - Minimizarea funcției D 2 folosind harta Karnaugh

Tabelul 3.7 - Minimizarea funcției D 3 folosind harta Karnaugh

Rezultatul minimizării funcțiilor D 1 , D 2 , D 3 , D 4 trebuie transformat pentru a construi un circuit în baza Schaeffer. Rezultatele minimizării și transformării funcțiilor sunt date în formulele 3.16 - 3.19, iar funcția de împrumut Z - 3.20.

Pentru a construi un circuit, veți avea nevoie de 4 D-flip-flops, 2-AND-NOT și 3-AND-NOT elemente. Să aplicăm microcircuite KR1533TM2, KR1533LA3 și KR1533LA4. Circuitul contorului BCD sintetizat cu ordinea de numărare 8421+6 este prezentat în Figura 3.11. O diagramă de timp care explică principiul funcționării sale este prezentată în Figura 3.12.

Tabelul 3.8 - Minimizarea funcției D 4 folosind harta Karnaugh

Figura 3.11 - Schema unui contor zecimal binar

Figura 3.12 - Diagrama de sincronizare BCD

3.6 Designul dispozitivului de afișare

Dispozitivul de afișare include un convertor de cod, un registru și indicatoare. Pentru a potrivi registrul cu indicatorul, este necesar să folosiți elemente cu capacitate de încărcare crescută. Ca astfel de elemente, este convenabil să folosiți microcircuitul KR1533LN8, care conține 6 elemente logice NOT cu capacitate de încărcare crescută. Curentul maxim pentru astfel de elemente este de 24 mA. Ca indicator, folosim indicatorul ALS324B de strălucire roșie. Principalii săi parametri sunt prezentați în Tabelul 3.9.

Tabel 3.9 - Parametrii indicatorului ALS324B

Rezistoarele de limitare trebuie utilizate pentru a limita curentul maxim prin indicator. Puteți calcula rezistența rezistențelor de limitare folosind formula 3.21.

unde U i.p. - tensiunea sursei de alimentare a microcircuitului;

U pr - căderea continuă de tensiune pe segmentul indicatorului;

I pr - curent continuu prin segmentul indicator.

După ce am ales curentul continuu prin indicator egal cu 20 mA și presupunând tensiunea zero logică egală cu 0,5 V, obținem:

3.6 .1 Sinteza convertorului de cod

În conformitate cu sarcina pentru activitatea de curs, rezultatul măsurării trebuie vizualizat folosind indicatori cu șapte segmente. Convertorul de cod este conceput pentru a controla un indicator cu șapte segmente prin conversia unui cod binar-zecimal într-un cod care vă permite să afișați corect rezultatul măsurării folosind un indicator cu șapte segmente.

Există mai multe moduri de a construi un convertor de cod. Următoarele subsecțiuni vor discuta unele dintre ele.

Sinteza unui convertor de cod bazat pe ecuații booleene

Această metodă de sinteză a convertorului de cod se bazează pe faptul că fiecărei combinații de coduri permise i se atribuie o combinație de cod de șapte cifre, cu ajutorul căreia cifra zecimală corespunzătoare este afișată pe indicator. În continuare, minimizarea funcțiilor incomplet definite a - g este efectuată folosind hărți Karnaugh pentru unu și zero, iar apoi circuitele convertoare de cod sunt construite pe baza Schaeffer și, respectiv, Pierce.

Tabelul 3.10 conține un tabel de funcționare a convertorului de cod.

Tabelul 3.10 - Tabelul de operare al convertizorului de cod

Cifră zecimală

Minimizarea funcțiilor a - g folosind hărțile Carnot este prezentată în tabelele 3.11 - 3.17, iar rezultatele minimizării sunt în formulele 3.23 - 3.36.

Tabelul 3.11 - Minimizarea funcției a folosind harta Karnaugh

Tabelul 3.12 - Minimizarea funcției b folosind harta Karnaugh

Tabelul 3.13 - Minimizarea unei funcții folosind o hartă Karnaugh

Tabel 3.14 - Minimizarea funcției d folosind harta Karnaugh

Tabelul 3.15 - Minimizarea funcției e folosind o hartă Karnot

Tabelul 3.16 - Minimizarea funcției f folosind o hartă Karnaugh

Tabelul 3.17 - Minimizarea funcției g folosind harta Karnaugh

Schema convertorului de cod în baza Schaeffer este prezentată în Figura 3.13. La construirea circuitului, au fost utilizate microcircuite KR1533LA1, KR1533LA2, KR1533LA3, KR1533LA4.

Schema convertorului de cod în baza Pierce este prezentată în Figura 3.14. La construirea circuitului, au fost utilizate microcircuite KR1533LE1, KR1533LE4, KR531LE7.

Figura 3.13 - Schema convertorului de cod în baza Schaeffer

Figura 3.14 - Schema convertorului de cod în baza Schaeffer

Sinteza unui convertor de cod bazat pe sistem decodor-codor

Sinteza convertorului de cod prin această metodă constă în utilizarea unui decodor și codificator complet. Numărul de ieșiri ale decodorului complet în acest caz este 2 4 =16, iar numărul de intrări al codificatorului este 2 7 =128. Sarcina este de a determina intrarea codificatorului, cu care trebuie să conectați ieșirea corespunzătoare a decodorului pentru a obține combinația dorită la ieșirea acestuia. Numărul de intrare al codificatorului este calculat luând în considerare greutățile biților codului de șapte biți necesar. În practică, această metodă nu este practic de utilizat din cauza costurilor ridicate de hardware. Tabelul 3.18 prezintă numerele de intrare ale codificatorului corespunzătoare numerelor de ieșire ale decodorului. Schema dispozitivului dezvoltat este prezentată în Figura 3.15.

Tabelul 3.18 - Tabelul de operare al convertizorului de cod

Zecimal

codificator

Figura 3.15 - Schema convertorului de cod bazat pe sistemul decodor-encoder

Sinteza unui convertor de cod bazat pe programabil matricea logica

Matricea logica programabila are P intrări, k elemente Şi, ale căror ieşiri formează k anvelope verticale, m Elemente SAU, ale căror ieșiri sunt conectate la sumatoare modulo 2 care acționează ca invertoare controlate. Ieșirile acestora m invertoarele sunt ieșirile PLA în sine. Fiecare element din AND are 2 P intrari prin care este conectat la toate magistralele semnalelor de intrare si inversiunile acestora. În liniile de comunicație sunt incluse jumperi speciali. Aceste jumperi sunt realizate dintr-un material specific (de exemplu, nicrom, siliciu cristalin) sau sub forma district special tranziții astfel încât să poată fi distruse selectiv („arse”), lăsând doar acele conexiuni de care are nevoie consumatorul PLM-ului. Într-un număr de tipuri de PLA, consumatorul însuși poate arde jumperii prin aplicarea impulsurilor de curent sau de tensiune cu o anumită amplitudine și durată la bornele corespunzătoare ale carcasei.

Elementele SAU din PLA, precum și elementele AND, au la intrare jumperi burnabile, cu ajutorul cărora sunt conectate la toate magistralele verticale. După arderea la programator jumperi inutile, elementele SAU au de asemenea doar acele conexiuni cu verticale care sunt necesare consumatorului. Implementarea tehnică a elementelor SAU este astfel încât, după ce jumperii sunt arse, nivelurile logice de zero sunt furnizate pe intrările SAU „neconectate”.

În mod similar, se programează absența sau inversarea ieșirilor SAU, respectiv, arderea sau lăsarea jumperiilor la intrările superioare ale elementelor M2.

Metodele de execuție tehnologică a elementelor ȘI, SAU, M2 și a jumperilor destructibili pot fi diferite. Din punctul de vedere al designului logic, este esențial doar ca proiectantul de circuite care utilizează PLA să poată, la propria sa discreție:

Se aplică oricărui element ȘI oricărei combinații de intrări PLA sau inversărilor acestora;

Conectați la orice element SAU la orice combinație de bare verticale (ȘI ieșiri);

Inversați ieșirile oricărui SAU.

Astfel de posibilități facilitează implementarea convertoarelor de cod sau, ceea ce este la fel, a sistemelor de funcții logice pe PLA.

Să construim un convertor de cod bazat pe PLA (figura 3.16).

Figura 3.16 - Schema convertorului de cod pe PLA

3. 6.2 Sinteza Registrului Paralelcu recepție de date monofazată

Pentru ca informațiile afișate pe indicatori să fie afișate pentru o perioadă de timp arbitrar îndelungată și, de asemenea, pentru a exclude afișarea procesului de numărare a impulsurilor de către contor (pâlpâire), este necesar să se folosească un dispozitiv care să permită stocarea informațiilor. primit de la contorul BCD. Un astfel de dispozitiv este un registru paralel. Numărul cifrelor sale este determinat de numărul de cifre de informații emise de contor, iar numărul de registre necesare este determinat de numărul de elemente de afișare necesare.

Scrierea în registru trebuie făcută după terminarea numărării impulsurilor de către contorul binar-zecimal. Înainte de scriere, registrul trebuie setat la valoarea inițială (zero).

Pentru a construi un registru, este convenabil să folosiți D-flip-flops. Cipul KR1533TM2 este potrivit pentru asta. schema registrului sintetizat este prezentată în Figura 3.17.

Figura 3.17 - Diagrama unui registru paralel

3. 7 Design paralel-serialconvertor

Acest nod al dispozitivului dezvoltat este utilizat pentru a transfera date către canalul de comunicație. Scrierea în registru se realizează în paralel, iar datele sunt emise secvenţial. Pentru a exclude scrierea în registru înainte de sfârșitul numărării impulsurilor, este utilizată o schemă care interzice scrierea până când apare un impuls la ieșirea detectorului de margine de fugă.

Este oportun să construiți registrul pe baza de flip-flops D. Numărul lor este determinat de cantitatea de informații care trebuie transferată către canalul de comunicare. În dispozitivul în curs de dezvoltare trebuie transferați 16 biți de informații către canalul de comunicație (4 biți de la fiecare dintre cele 4 contoare). Din aceasta rezultă că numărul de declanșatoare necesare este 16. Schema registrului dezvoltat este prezentată în Figura 3.18.

Principiul de funcționare al dispozitivului este următorul. Înainte de a începe înregistrarea, toate declanșatoarele sunt resetate. Când este primit un impuls de activare, declanșatoarele sunt setate la starea corespunzătoare bitului de informație transmis. Apoi, informațiile sunt mutate în canalul de comunicație și, la finalizarea transferului de date, toate declanșatoarele registrului sunt setate la starea zero.

Figura 3.18 - Schema registrului de deplasare

3. 8 Designul dispozitivuluimanagement

Unitatea de control este proiectată să coordoneze în timp funcționarea nodurilor unui dispozitiv digital. Principalele sarcini ale unității de control sunt:

Gestionarea înregistrării informațiilor în registrele de stocare și registrele de deplasare și emiterea datelor de la acestea către indicatori și către canalul de comunicare;

Gestionarea transferului de date către canalul de comunicare;

Transferarea dispozitivului în starea inițială pentru o posibilă continuare a măsurătorii;

Emiterea unui semnal de eroare atunci când durata pulsului măsurat depășește domeniul de măsurare.

Pentru a rezolva aceste probleme, vom folosi:

Contor însumător secvenţial cu un factor de conversie de 16 (16 corespunde cantităţii de informaţii transmise către canalul de comunicaţie).

La fel de cheie electronică, care asigură resetarea contoarelor și indicarea unui semnal de eroare atunci când apare o eroare, folosim un declanșator D și elemente SAU.

Folosim linia de întârziere pentru a coordona comutarea elementelor logice în timp;

Resetați dispozitivul pentru a reseta contoarele și declanșatoarele.

3. 8 .1 Sinteza unui contor cu un factor de conversie de 16

Împreună cu registrul de deplasare din dispozitivul de transmisie a datelor, este necesară utilizarea unui contor. Cu ajutorul acestuia, se determină momentul în care toate datele vor fi transferate pe canalul de comunicare. Acest lucru este necesar pentru a seta toate declanșatoarele de registru la zero și pentru a preveni transmiterea datelor incorecte către canalul de comunicație. Este recomandabil să construiți un contor pe D-flip-flops. Pentru a obține un factor de conversie de 16, trebuie să aplicați 4 declanșatori. Să folosim microcircuitele KR1533TM2. Schema contorului de însumare sintetizat este prezentată în Figura 3.19, iar diagrama de timp este prezentată în Figura 3.20.

Figura 3.19 - Diagrama unui contor totalizator cu un factor de conversie de 16

Figura 3.20 - Diagrama de timp a contorului cu un factor de conversie de 16

3. 8 .2 Dezvoltarea unei scheme de resetare

Circuitul de resetare este conceput pentru a reseta toate declanșatoarele care fac parte din dispozitivul în curs de dezvoltare atunci când alimentarea este pornită, precum și după finalizarea procesului de măsurare și trimiterea datelor către canalul de comunicație. Pentru a construi un circuit de resetare, este convenabil să utilizați un one-shot repornit. Acesta generează un singur impuls de o durată dată când anumite semnale ajung la intrările sale. Să folosim microcircuitul KR1533AG3 ca un singur vibrator. Vibratorul unic de pe acest cip are trei intrări: două pornire ST1, ST2 și o intrare de resetare R. Vibratorul unic poate fi pornit în mai multe moduri. În acest caz, declanșarea frontului de creștere la intrarea ST2 cu un nivel scăzut la ST1 și un nivel ridicat la intrarea R este cea mai potrivită. Diagrama dispozitivului de resetare este prezentată în Figura 3.21.

Durata impulsului generat trebuie să fie suficientă pentru a reseta în mod fiabil toate registrele. Alegem durata egală cu 10 µs. Durata impulsului generat de un singur vibrator este determinată de formula 3.37

Alegem capacitatea condensatorului egală cu 1000 pF. Apoi rezistența rezistorului cu o durată de impuls de 10 μs va fi de 22000 ohmi.

Figura 3.21 - Schema de resetare

Figura 3.22 - Diagrama de timp a circuitului de resetare

3. 8 .3 Dezvoltarea liniei de întârziere

Linia de întârziere este concepută pentru a întârzia semnalele de scriere către registrele de stocare și către registrul de deplasare. Semnalul de scriere este un impuls detector de margine de fugă. Întârzierea trebuie programată

Vom construi linia de întârziere pe cipul KR1533LA3 (elemente NAND). La construirea liniei de întârziere, este de asemenea necesar să se țină cont de faptul că detectorul de margine de fugă generează un impuls de nivel scăzut, iar pulsul care permite scrierea în registre trebuie să aibă nivel inalt. Timpul de întârziere al unui element este de 10 ns, iar timpul de declanșare este de 22 ns. Pentru a întârzia impulsul de scriere în registrele de stocare, folosim 5 elemente. Timpul de întârziere va fi atunci:

Pentru a întârzia semnalul de scriere către registrul de deplasare în raport cu semnalul de scriere către registrele de stocare, sunt aplicabile 6 elemente. Timpul de întârziere va fi atunci:

Diagrama bloc de control este prezentată în Figura 3.23. Diagrama de timp a contorului de interval de timp este prezentată în Figura 3.24.

Figura 3.23 - Diagrama unității de control

Figura 3.24 - Diagrama de timp a contorului de interval de timp

Concluzie

În cursul cursului, a fost elaborată o diagramă schematică a unui dispozitiv de măsurare a duratei pulsului, care asigură măsurarea intervalelor de timp cu o durată de cel mult 1000 ms cu o precizie de 0,1 ms și o rată de transfer de date. de 600.

Pentru a asigura astfel de parametri, au fost proiectate principalele unități funcționale:

Modelator de puls;

generator de ceas;

Circuit de numărare a impulsurilor;

Bloc de control;

bloc de afișare;

Convertor de cod paralel în serial.

Bibliografie

1. Avanesyan G.R., Levshin V.P. Circuite integrate TTL, TTLSH. - M.: Mashinostroenie, 1993. - 256 p.

2. Kuznetsov V.A. Măsurători în electronică: Carte de referință - M.: Energoatomizdat, 1987. - 512 p.

3. Maltseva L.A. Fundamentele tehnologiei digitale - M .: Radio și comunicare, 1987. - 128 p.

4. Orientări pentru lucrările de curs la disciplina „Circuita digitală” cu tema „Proiectarea unui dispozitiv digital”.

5. Mirsky G.Ya. Măsurători electronice - M.: Radio și comunicații, 1986. - 440 p.

6. Novikov Yu.V. Fundamentele circuitelor digitale. Elemente și scheme de bază. Metode de proiectare - M.: Mir, 2001. - 379 p.

7. Ornadsky P.P. Măsurătorile și dispozitivele automate. - LA.; Tehnica, 1990. - 448 p.

8. Potemkin I.S. Nodurile funcționale ale automatizării digitale. - M.: Energoatomizdat, 1988. - 320 p.

9. Ugryumov E.P. Circuite digitale - Sankt Petersburg: BHV-Petersburg, 2004. - 528 p.

10. Shilo V.L. Microcircuite digitale populare: Manual - M.: Metalurgie, 1988. - 352 p.

11. Yakubovsky S.V., Nisselson L.I., Kuleshova V.I. Circuite integrate digitale și analogice: un Manual - M.: Radio și comunicare, 1990. - 496 p.

12. Pukhalsky G.I., Novoseltseva G.Ya. Design of discrete devices on integrated circuits: a Handbook.- M .: Radio and communication, 1990. - 304 p.

Găzduit pe Allbest.ru

Documente similare

Implementarea tehnologiei cu microprocesoare și digitale în dispozitivele de control pentru instalații industriale. Proiectarea unui circuit pentru un detector de margini, un generator de ceas, un dispozitiv de numărare, o unitate de ieșire către un dispozitiv de procesare, o unitate de indicare și control.

lucrare de termen, adăugată 15.05.2012

Proiectarea circuitelor digitale și logice ca componente principale ale sistemelor de control și monitorizare a navei. Componentele principale ale diagramei bloc și algoritmul pentru funcționarea unui dispozitiv de înregistrare digitală. Sinteza și minimizarea circuitelor logice.

lucrare de termen, adăugată 13.05.2009

caracteristici generale circuite digitale, avantajele lor față de cele analogice. Proiectarea unui contor digital cu funcții de debitmetru inductiv și voltmetru tensiune constantă, dezvoltarea schemei sale funcționale și structurale.

lucrare de termen, adăugată 13.02.2013

Proiectarea unui ceas deșteptător pentru numărarea timpului și generarea unui semnal la un moment dat, analiza diagramelor structurale și funcționale ale dispozitivului. Dezvoltarea unei diagrame schematice bazată pe baza elementului selectat. Construirea diagramelor temporale.

lucrare de termen, adăugată 30.05.2015

Proiectarea unui dispozitiv care efectuează o transformare Fourier rapidă pe 512 puncte de semnal. Descrierea arhitecturii procesoarelor DSP din familia ADSP-219x. Implementarea unui canal de comunicare serială. Elaborarea diagramelor structurale și funcționale ale dispozitivului.

lucrare de termen, adăugată 16.01.2013

Proiectarea unui contor sincron cu patru ieșiri, schimbându-și ciclic stările. Rezolvarea problemelor de sinteză logică a nodurilor și blocurilor de calculatoare digitale. Elaborarea schemelor de circuite structurale, funcționale și electrice ale unui dispozitiv dat.

test, adaugat 19.01.2014

Proiectarea algoritmică, logică și design-tehnologică a unei mașini operaționale. Studiul elementelor de bază ale celor mai simple dispozitive digitale. Dezvoltarea unui dispozitiv digital pentru ordonarea numerelor binare. Sinteza schemelor de circuite.

lucrare de termen, adăugată 01/07/2015

Metode de măsurare a curentului și tensiunii. Proiectarea unui contor digital de putere curent continuu. Alegerea bazei elementului a dispozitivului în funcție de schema circuitului electric, metoda de instalare a elementelor. Calculul eficienței economice a dispozitivului.

lucrare de termen, adăugată 21.07.2011

Clasificarea digitalului instrumente de masura, dezvoltarea unei diagrame bloc a unui dispozitiv pentru măsurarea valorilor temporale ale semnalelor. Descrierea microcontrolerului de bază și a software-ului. Mijloace hardware-software de control și diagnosticare a dispozitivului.

teză, adăugată 20.10.2010

Modelarea unui contor de interval de timp în MathCad. Asamblarea unui circuit generator de impulsuri dreptunghiulare în mediul de programare Electronics WorkBench. Scopul și proiectarea detectorului de defecte cu ultrasunete UD2-12. Generator de sincronizare a impulsurilor.

Există două metode principale de măsurare a perioadei și intervalelor de timp:

oscilografic;

numărare electronică.

Măsurarea intervalelor de timp cu ajutorul unui osciloscop se realizează pe oscilograma tensiunii investigate folosind o baleiaj liniar. Datorită erorilor semnificative în numărarea începutului și sfârșitului intervalului, precum și din cauza neliniarității măturarii, eroarea totală în măsurarea intervalelor de timp este de câteva procente. O eroare mult mai mică este inerentă metrilor specializați de intervale de timp cu măturare în spirală.

În prezent, cele mai comune metode de numărare electronică pentru măsurarea perioadei și intervalului de timp. Principalele sunt:

metoda digitala de masurare a intervalelor de timp;

metoda de interpolare;

metoda vernierului.

Metoda digitala de masurare a intervalelor de timp

Principiul măsurării perioadei unui semnal armonic prin metoda digitală cu ajutorul unui frecvenmetru digital este ilustrat în fig. 17.1, care prezintă schema bloc a dispozitivului în modul de măsurare a perioadei oscilațiilor armonice și diagramele de timp corespunzătoare funcționării acestuia.

Măsurarea intervalului de timp T X metoda digitală se bazează pe umplerea acestuia cu impulsuri care urmează cu o perioadă exemplară T O, și numărând numărul M X aceste impulsuri.

Toate elementele dispozitivului și acțiunea acestora au fost analizate în chestiuni legate de măsurarea frecvenței. Compoziția structurală a generatorului de frecvență de referință la măsurarea perioadei este discutată mai jos.

Orez. 3.6.Metoda digitala de masurare a intervalelor de timp: a - schema bloc; b - grafice temporale

Semnal armonic, punct T X pe care doriți să le măsurați, după ce treceți de dispozitivul de intrare VU (u 1 - semnal de ieșire VU)și modelator de puls F2 transformat într-o succesiune de impulsuri scurte u 2 Cu aceeasi perioada. În dispozitivul pentru formarea și controlul UFU, din ele se formează un impuls stroboscopic Și h formă dreptunghiulară și durata T X, ajungând la una dintre intrările selectorului de timp Soare. Pe a doua intrare a acestui selector sunt aplicate impulsuri scurte. u 4 cu perioadă de urmărire exemplară T O , creat de shaper F1 din oscilaţiile generatorului de frecvenţă de referinţă GOC.

Selector de timp soare sare la tejghea MF M X numărarea impulsurilor u 4 pentru un timp T X, egală cu durata pulsului stroboscopic Și h. Perioada măsurată T X, după cum urmează din Fig. 17.1, b,

T X = M X T O + Δ t d , (3.6)

Unde Δ t d = Δ t La – Δ t n- eroare totală de discretizare; Δ t n Și Δ t La- erori de discretizare ale începutului și sfârșitului perioadei T X .

Fără a lua în considerare în formula (17.1) eroarea Δ t d numărul de impulsuri primite de contor M X = T X /T O, iar perioada măsurată este proporțională cu M X

T X = M X T O . (3.7)

Cod de ieșire contor MF, emis către un dispozitiv digital de citire COU, corespunde numărului de impulsuri de numărare pe care le-a numărat M X, și mărturia COU- perioadă T X, din perioada de repetare a impulsurilor de numărare Și 5 se alege din raport T O = 1 - n, Unde P - întreg. Deci, de exemplu, când P = 6 COU afișează un număr M X , corespunzătoare perioadei T X, exprimat în µs.

Eroare de măsurare a perioadei T X, ca si in masurarea frecventei, are componente sistematice și aleatorii.

Componenta sistematică depinde de stabilitate δ mp frecventa de referinta GOCH(oscilatorul lui de cristal) și Aleatoriu determinată în principal de eroarea de discretizare Δ t d discutat mai sus. Valoarea maximă a acestei erori este convenabil luată în considerare prin modificarea echivalentă a numărului de impulsuri de numărare M X cu ±1.

în care eroare maximă absolută de discretizare poate fi determinată prin diferența dintre valorile a două perioade T X obţinut prin formula (17.2) pentru M X± 1 și M X si egal cu Δ T X = ± T O .

Relevant eroare relativă maximă

δ = ± Δ T X /T X = ± 1/ M X= ±1/( T X f O),

Unde f O = 1/T O- valoarea frecvenței exemplare a generatorului GOC.

Eroarea de măsurare este afectată și de zgomotul din canalele de formare a pulsului stroboscopic Și 3 și numărarea impulsurilor Și 4 (Fig. 17.1, A), introducerea modulaţiei temporale în poziţia lor după o lege aleatorie. Cu toate acestea, în dispozitivele reale cu un raport semnal-zgomot ridicat, eroarea de măsurare datorată efectului zgomotului este neglijabilă în comparație cu eroarea de discretizare.

Eroarea relativă totală a măsurării perioadei este determinată ca procent prin formulă

(3.8)

Din expresia (17.3) rezultă că din cauza erorii de discretizare eroare de măsurare a perioadeiT X crește brusc pe măsură ce scade.

Îmbunătățirea preciziei măsurătorilor poate fi realizată prin creșterea frecvenței f O generator de frecvență (prin înmulțirea frecvenței oscilatorului său cu cristal în Ku ori), adică prin creşterea numărului de impulsuri de numărare M X.În același scop, un divizor de frecvență al semnalului studiat cu un factor de divizare este introdus în circuit după dispozitivul de intrare LA(în Fig. 17.1, A nereprezentat). Aceasta ia măsura LA perioade T X si in LA de ori eroarea relativă de discretizare scade.

Eroarea de discretizare poate fi redusă şi metoda de masurare cu observatii multiple. Cu toate acestea, acest lucru crește semnificativ timpul de măsurare. În acest sens, au fost dezvoltate metode care reduc eroarea de discretizare cu o creștere semnificativ mai mică a timpului de măsurare. Acestea includ: metoda interpolării, metoda vernierului.

Contoare digitale de frecvență bazate pe metoda de numărare directă.

Metoda digitală (numărătoare discretă) de măsurare a frecvenței este implementată în contoarele electronice digitale de frecvență de numărare. Aceste aparate sunt ușor de utilizat, au o gamă largă de frecvențe măsurate (de la câțiva herți la sute de megaherți) și vă permit să obțineți un rezultat de măsurare cu o precizie ridicată (eroare de măsurare a frecvenței relative 10-610-9).

Frecvențametrele digitale sunt dispozitive multifuncționale, în funcție de modul de funcționare, este posibil să se măsoare nu numai frecvența, ci și intervalele de timp (perioada de repetare a semnalelor periodice)

Principiul măsurării frecvenței unui semnal armonic prin metoda digitală este explicat în Fig. 8, care prezintă o diagramă bloc a unui frecvențămetru digital în modul de măsurare a frecvenței și diagrame de timp pentru funcționarea acestuia.

Semnalul armonic studiat, având o frecvență fX, este alimentat dispozitivului de intrare (ID), amplificându-l sau atenuându-l la valoarea necesară pentru funcționarea dispozitivului de frecvențămetru ulterior (Fig., 8, a)

Semnalul armonic u1 preluat de la ieșirea VU (Fig. 8b) este alimentat la primul modelator de impuls (F1), care îl transformă într-o secvență de impulsuri unipolare scurte u2, urmând cu o perioadă TX = 1/fX și numită socoteală.

Mai mult decât atât, fronturile de conducere ale acestor impulsuri coincid practic cu momentele în care semnalul u1 trece prin valoarea zero pe axa timpului pe măsură ce crește. Shaper F1 constă dintr-un amplificator limitator și un comparator (declanșator Schmitt).

Impulsurile de numărare u2 ajung la una dintre intrările selectorului de timp (TS), a cărei a doua intrare este furnizată de la dispozitivul de formare și control (UFU) stroboscopic --- puls u3 formă dreptunghiulară și durată calibrată TOTX. Se numește intervalul de timp TO numărarea timpului (“ poarta temporara). Selectorul de timp se deschide cu un impuls stroboscopic u3 și pe durata acestuia trece un grup (pachet) de impulsuri u2 la intrarea contorului (MF). Ca rezultat, un pachet de impulsuri NX u4 ajunge la contor. Din figura 8b rezultă că

TO = NX TX - ΔtH + ΔtK = NX TX - Δtd, (2.4)

unde ΔtH și ΔtK - erori de discretizareînceputul și sfârșitul intervalului TO, cauzate de poziția aleatorie a impulsului stroboscopic față de impulsurile de contor u2; Δtd = ΔtH - ΔtK - eroare totală de discretizare.

Neglijând eroarea Δtd din (2.4), obținem că numărul de impulsuri din pachet NX = To/TX = To fX și, prin urmare, frecvența măsurată este proporțională cu numărul de impulsuri de numărare care sosesc la contor:

fX=NX/To. (2,5)

Pentru a forma un impuls stroboscopic, dispozitivul UFU primește impulsuri scurte cu o perioadă To (nu este prezentată în figură pentru simplitate) de la un circuit care include un generator de frecvență de referință (RFG) și un al doilea modelator de impuls (F2), similar modelului. F1. GOC include un oscilator de cuarț cu frecvența de referință fKV și un divizor de frecvență de zece zile cu un factor de divizare al CD (fiecare deceniu reduce frecvența fKV de zece ori). Perioada impulsurilor la ieșirea formatorului F2 și durata impulsurilor stroboscopice sunt egale cu perioada semnalului la ieșirea divizorului de frecvență, adică. To = KD / fKV; prin urmare expresia (2.5) poate fi reprezentată ca

fX = NX fKV/KD (2,6)

Raportul fKV/KD poate fi modificat discret prin variarea KD, i.e. prin modificarea numărului de decenii al divizorului D (generator GOC).

Contorul numără impulsurile NX și trimite codul corespunzător (binar) către un dispozitiv de citire digitală (DCO). Raportul fKV/KD este ales egal cu 10n Hz, unde n este un număr întreg. În acest caz, DOC afișează numărul NX corespunzător frecvenței măsurate fX în unitățile selectate. De exemplu, dacă n = 6 este selectat prin schimbarea CD-ului, atunci numărul NX afișat pe DOC corespunde frecvenței fX exprimată în MHz.

Modul ciclic de funcționare al frecvențeimetrului este setat de UFU, în timp ce înainte de începerea fiecărei măsurători, UFU resetează contorul la zero.

Eroarea de măsurare a frecvenței fX are sistematic și aleatoriu constituenți

Sistematic componenta este cauzată în principal de instabilitatea temperaturii frecvenței oscilatorului de cuarț fKV. Se reduce prin termostatarea cuarțului sau prin utilizarea elementelor cu termocompresie într-un oscilator cu cuarț.

Aleatoriu componenta este determinata eroare de discretizare ΔtD = ΔtH - ΔtK.

Deoarece nu există o sincronizare reciprocă a impulsului stroboscopic („poarta timpului”-To) și a impulsurilor de numărare, erorile ΔtH și ΔtK, care determină în Fig. 8b poziția începutului și sfârșitului impulsului stroboscopic între două impulsuri de numărare adiacente. , poate lua în timp cu aceleași valori de probabilitate de la zero la To. Prin urmare, erorile ΔtH și ΔtK sunt aleatorii și distribuite peste lege uniformă.

Datorită independenței acestor erori, eroarea totală de discretizare ΔtD este distribuită legea triunghiulară cu valori limită ± To .

Eroare de măsurare a frecvenței relative

(2.7)

unde eroarea relativă de numărare a impulsurilor depinde de raportul dintre timpul de măsurare To („poarta timpului”) și perioada semnalului studiat TX (vezi Fig. 8b), în timp ce eroarea maximă absolută de numărare a impulsurilor ΔNX nu depășește un impuls ΔNX = ± 1, care determină cifra cea mai puțin semnificativă a numărului.

Valoarea celei de-a doua componente de eroare determinată de instabilitatea de frecvență a oscilatorului de cristal intern și este de aproximativ 10-7.

Deci, eroarea relativă maximă de măsurare (în%), luând în considerare (2.5), este

După cum reiese din (2.8), eroarea relativă în măsurarea frecvenței semnalului studiat, celelalte lucruri fiind egale, depinde de valoarea acestuia. Eroarea relativă de măsurare a frecvenței este mică atunci când se măsoară frecvențe înalte și mare când se măsoară frecvențe joase.

Exemplu: Dacă fX = 10 MHz, To = 1c, atunci δf = 2 10-5%; dacă fX = 10 Hz, To = 1c, atunci δf = 10%.

Prin urmare, atunci când se măsoară frecvențe înalte, eroarea se datorează în principal instabilității oscilatorului de cuarț, iar la măsurarea frecvențelor joase, se datorează erorii de eșantionare. Pentru a reduce eroarea de măsurare a frecvențelor joase, este necesar să creșteți timpul de măsurare To prin creșterea factorului de divizare al CD-ului divizorului de frecvență al convertizorului de frecvență sau să utilizați multiplicatori care vă permit să creșteți frecvențele măsurate de 10n ori, sau trece de la măsurarea frecvenței semnalului studiat la măsurarea perioadei sale TX, urmată de calcularea valorii frecvenței măsurate din formula fX = 1/TX .

Există următoarele metode de măsurare electronică a intervalelor de timp conform metodei de afișare a informațiilor:

Osciloscop;

Digital.

Metodele digitale pentru măsurarea intervalelor de timp includ:

Metoda de numărare secvenţială;

Metoda de potrivire întârziată;

metoda Nonius;

Metode cu conversie intermediară.

Luați în considerare caracteristicile fiecăreia dintre metodele de măsurare enumerate.

Figura 1.1 - Diagrama de timp pentru metoda de numărare secvenţială

a) impulsuri ale secvenței de cuantizare;

b) impulsuri care determină începutul și sfârșitul intervalului de timp măsurat;

c) impulsul de control;

d) impulsuri la intrarea selectorului

Figura 1.2 - Schema funcțională a convertorului de numărare secvențială

În prezența unui impuls de control, impulsurile secvenței de cuantizare trec prin selector, care sunt apoi înregistrate de contor.

metoda Nonius. Metoda vernierului și-a găsit aplicație largă în tehnica de măsurare a intervalelor de timp, atât ca mijloc de reducere a erorii convertoarelor de numărare secvențială, cât și ca metodă independentă de construire a unor dispozitive de măsurare.

Figura 1.3 prezintă o diagramă funcțională a unui contor de interval de timp cu o metodă vernier pentru reducerea erorii Df 2 și cu sincronizarea impulsului de pornire (Df 1 = 0).

Figura 1.3 - Diagrama funcțională a contorului de interval de timp vernier

Generatorul de impulsuri vernier este declanșat de un impuls de oprire. Pulsurile pe care le generează cu punct

f i \u003d (n-1) / n,

unde n este un număr întreg, ajung la cealaltă intrare a circuitului de coincidență și sunt înregistrate simultan de contorul de numărare exactă.

Intervalul măsurat fmeas poate fi exprimat ca

Ф măsura \u003d (N-N n) f 0 + N n Df n, (1.1)

unde N este citirea contorului grosier;

N n - indicații ale contorului exact de numărare;

Df n - pas vernier egal cu f 0 /n.

Utilizarea metodei vernier pentru valori mari ale lui n impune o serie de cerințe nodurilor circuitului, dintre care cele mai semnificative sunt:

stabilitatea de înaltă frecvență a secvenței vernierului;

stabilitate ridicată a parametrilor pulsului ambelor secvențe;

circuite de coincidență de înaltă rezoluție.

Un dezavantaj semnificativ al metodei vernier este inconvenientul citirii rezultatelor măsurătorilor din mai multe tablouri de bord cu calcule ulterioare.

LA metode cu conversie intermediară includ metoda de conversie timp-amplitudine și metoda de conversie la scară de timp.

Figura 1.4 - Diagrama funcțională a contorului de interval de timp conform metodei de conversie timp-amplitudine

Impulsul de oprire readuce declanșatorul în poziția inițială, circuitul de coincidență 2 se închide și se deschide circuitul de coincidență 1. Impulsul de oprire intră simultan în convertorul timp-amplitudine și îl pornește. Primul impuls de la ieșirea circuitului de coincidență 1 oprește convertorul. În acest caz, la ieșirea convertorului apare un impuls, a cărui amplitudine este proporțională cu durata intervalului dintre două impulsuri - oprirea și primul impuls de la ieșirea circuitului de coincidență 1, adică proporțional cu sectiunea Df 2. Ca convertor timp - amplitudine, cel mai des este utilizat un generator de tensiune liniar din dinte de ferăstrău, controlat de două impulsuri - pornire și oprire.

Apoi, impulsul de la ieșirea convertorului este alimentat la intrarea analizorului de amplitudine cu canale n. În cel mai simplu caz, analizorul de amplitudine poate fi realizat sub forma a n discriminatoare integrale conectate în paralel cu praguri de discriminare echidistante între ele. În funcție de amplitudinea impulsului la ieșirea convertorului, ieșirea analizorului va primi un semnal de un tip sau altul (tipul de semnal depinde de tipul de analizor utilizat), care poartă informații despre durata intervalul Df 2 . Acest semnal este transmis la unitatea de decodare și afișare.

Figura 1.5 - Diagrama funcțională a contorului de interval de timp conform metodei de conversie la scară de timp

Pentru intervalul măsurat, putem scrie

f măsura =Nf 0 /k,

unde N este numărul de impulsuri înregistrate de contor.

Astfel, metoda luată în considerare face posibilă măsurarea unor intervale de timp mici fără a recurge la circuite de scalare de mare viteză.

Eroarea metodei de conversie la scară de timp este determinată în principal de valoarea și constanța factorului de conversie k.

Există două metode principale de măsurare a perioadei și a intervalelor de timp: numărătoarea oscilografică și electronică.

În prezent, cele mai comune metode de numărare electronică pentru măsurarea perioadei și intervalului de timp. Atunci când se măsoară intervale de timp foarte mici, metodele de conversie sunt convenabile. Pe baza acestor metode s-au creat multiplicatori de interval - dispozitive care permit extinderea intervalului măsurat de un anumit număr de ori. Multiplicatorii sunt adesea folosiți împreună cu dispozitivele electronice de numărare.

10.1 Contor electronic de interval de timp de numărare

Schema bloc a contorului de interval de timp este prezentată în fig. 6.1, . Tensiunile investigate U x 1 și U x 2 sunt alimentate prin două canale la dispozitivele de formare. Când aceste tensiuni ating nivelurile de referință U 01 și (U 02 , la ieșirea dispozitivelor de formare apar impulsuri scurte U H și U K, corespunzătoare începutului și sfârșitului intervalului de timp măsurat Tx. Aceste impulsuri acționează asupra declanșatorului, ieșirea puls al căruia deblochează selectorul pentru timpul Tx.

Pe durata impulsului, impulsurile de numărare cu perioadă cunoscută T 0 care provin de la generator sunt înregistrate de contor.

Numărul lor N este proporțional cu intervalul de timp măsurat și este citit de la dispozitivul de citire,

Circuitul contorului de perioadă diferă de cel considerat prin aceea că impulsurile începutului și sfârșitului intervalului egale cu perioada de repetare a tensiunii studiate sunt formate într-un canal, iar circuitul de a doua generație este absent.

Perioada impulsurilor de numărare T 0 este selectată ca multiplu de 10 - k , s, unde k este un număr întreg.

Componenta sistematică a instabilității impulsurilor de numărare poate fi redusă prin ajustarea periodică a frecvenței generatorului.

Eroarea de discretizare, pentru a o reduce, este necesară creșterea frecvenței generatorului, a cărui valoare maximă este limitată de viteza contorului utilizat. În prezent, cele mai bune contoare produse în masă funcționează până la frecvențe de sute de megaherți. Eroarea de discretizare poate fi redusă oarecum prin utilizarea unui generator de impulsuri de numărare excitat de șoc declanșat de un impuls UH.

Dacă dispozitivul este proiectat să măsoare timpul de întârziere în dispozitivul studiat, atunci impulsul de pornire a intervalului poate fi sincronizat cu impulsurile de numărare. Contorul de interval de timp include un divizor de frecvență declanșat prin numărarea impulsurilor. Impulsul de la ieșirea divizorului pornește dispozitivul studiat. Din cauza instabilității întârzierii în divizor, nu este posibilă eliminarea completă a erorii de pornire.

Precizia măsurătorilor poate fi mult îmbunătățită prin aplicarea metodelor speciale discutate mai jos.

Dacă intervalul măsurat se repetă, atunci eroarea de discretizare poate fi redusă prin creșterea intervalului măsurat de un număr întreg de ori sau prin efectuarea de măsurători multiple.

10.2 Măsurarea frecvenței

Măsurarea frecvenței este una dintre cele mai importante sarcini rezolvate în ingineria radio. Frecvența poate fi măsurată cu o precizie foarte mare, prin urmare, metodele de măsurare a diferiților parametri cu conversia lor preliminară în frecvență și măsurarea acestora din urmă au devenit larg răspândite.

Există următoarele metode principale de măsurare a frecvenței; numărare electronică, încărcare și descărcare a condensatorului, compararea frecvenței măsurate cu cea exemplară, precum și cu ajutorul circuitelor pasive selective.

Metoda de numărare electronică constă în numărarea numărului de perioade cu o frecvență necunoscută într-un interval de timp exemplar de către un contor electronic, a cărui viteză limitează intervalul de frecvențe măsurate la 100 ... 500 MHz. Frecvențele mari trebuie convertite, coborându-le la limitele specificate. Frecvențametrele digitale fac posibilă obținerea unei erori de măsurare a frecvenței relative de ordinul a 10 -11 V sau mai puțin. variază până la sute de gigaherți.

Metoda de încărcare și descărcare a unui condensator constă în măsurarea valorii medii a curentului de încărcare sau de descărcare a condensatorului, care este proporțională cu frecvența oscilației măsurate. Metoda este potrivită pentru măsurarea frecvențelor de până la sute de kiloherți cu o eroare de aproximativ 1%.

Măsurarea frecvenței prin comparație cu referința se poate face într-un interval larg de frecvență, inclusiv cu microunde. Eroarea de măsurare depinde în principal de eroarea în determinarea frecvenței de referință și poate fi de până la 10 -13 .

Măsurarea frecvenței folosind circuite pasive selective: circuite rezonante și rezonatoare, se reduce la reglarea circuitului la rezonanță, valoarea frecvenței măsurate este citită de pe scara elementului de acord. Eroarea de măsurare este de până la 10 -4 .

Astfel, cele mai precise rezultate sunt obținute prin metodele de numărare și comparare electronică, ceea ce se datorează prezenței standardelor de frecvență cuantică, ale căror eșantioane cele mai bune sunt caracterizate prin instabilitate de frecvență până la 10 -13 . De exemplu, standardele de frecvență a hidrogenului produse de industrie fac posibilă obținerea de frecvențe exemplare cu o instabilitate de 5 ... 10 -13 pe zi.

Efectuarea de măsurători precise necesită cunoștințe nu numai valoare nominala frecvența exemplară, dar și alți parametri care caracterizează instabilitatea acesteia.

10.3 Metoda electronică de numărare pentru măsurarea frecvenței

Metoda de numărare electronică se bazează pe numărarea numărului de impulsuri cu o rată de repetiție necunoscută fx pe un interval de timp cunoscut și stabil. O diagramă bloc simplificată a contorului de frecvență (Fig. 8.2, a) este similară cu circuitul contorului de interval de timp.

Frecvența oscilatorului cu cuarț este aleasă egală cu n*10 k Hz, unde k este un număr întreg, iar valoarea factorului de diviziune n este un multiplu de zece. Prin urmare, numărul de impulsuri înregistrat de contorul N corespunde valorii frecvenței măsurate în unitățile selectate. Valoarea f 0 este citită de la dispozitivul de citire al dispozitivului.

Măsurarea frecvenței prin încărcarea și descărcarea unui condensator

Această metodă stă la baza funcționării contorului de frecvență, al cărui circuit este prezentat în. orez. 8.4, a. Tensiunea U g cu o frecvență f x este furnizată amplificatorului limitator (Fig. 8.4, b). Tensiunea sa de ieșire U 2, care este sub formă de impulsuri dreptunghiulare, acționează asupra unui circuit format dintr-un condensator C și diode D1 și D2. Fie în momentul inițial de timp tensiunea de pe condensator Uc = U2- Constanta de timp de încărcare este aleasă să fie mult mai mică de jumătate din perioada tensiunii de intrare. Valoarea medie a curentului de încărcare a condensatorului care trece prin dioda D1 și dispozitivul magnetoelectric,

este proporțională cu frecvența fx, astfel încât scara dispozitivului magnetoelectric este calibrată în funcție de frecvența măsurată.

Contoarele de frecvență de tipul considerat funcționează în intervalul de la zeci de herți la unități de megaherți. Acest domeniu de frecvență este acoperit de mai multe subdomenii cu limite de măsurare diferite.Tranziția de la limită la limită se realizează prin modificarea capacității, care este aleasă astfel încât la frecvențele limită ale subdomeniilor, curentul mediu al dispozitivului să fie suficient pentru a devia săgeată la scară completă.

Măsurarea frecvenței prin comparație cu referință

În această metodă, frecvența măsurată fx este comparată cu frecvența cunoscută f 0 a oscilatorului de frecvență de referință. Prin rearanjarea acestuia din urmă se ajunge la egalitate

unde Δσp1 este eroarea de comparare a frecvenței.

Eroarea de comparare a frecvenței depinde de metoda de indicare a egalității de frecvență. În unele dispozitive, un mixer și căști sunt folosite pentru a indica egalitatea (Fig. 8.5, a). Sub acțiunea oscilațiilor frecvențelor de referință și măsurate, în mixer apar oscilații ale frecvențelor combinate de forma mfx ±. nf 0 , unde m și n sunt numere întregi. Dacă semnalul de diferență de frecvență se încadrează în lățimea de bandă a căștilor, atunci operatorul aude un ton al acestei frecvențe. Schimbând f 0, ar trebui să obțineți cel mai scăzut ton, care pentru tipuri variate căștile sunt de zeci de herți.

Deoarece frecvența este necunoscută în timpul măsurătorilor, metoda este ambiguă și înainte de măsurători este necesar să se cunoască valoarea aproximativă a lui f x . Metoda considerată de măsurare a frecvențelor este uneori numită metoda bătăilor zero.

Măsurătorile se fac folosind metoda furcii. Eroarea de comparație în acest caz este de 10...30 Hz.

10.4 Măsurarea frecvenței cu circuite pasive selective

Măsurarea în acest fel se reduce la reglarea circuitului selectiv la frecvența semnalului. Frecvența este numărată după poziția elementului de acordare. Astfel de circuite pot fi circuite în punte și circuite oscilatorii. În prezent, contoare de frecvență punte, al căror domeniu de aplicare este limitat frecvente joase, au fost complet înlocuite de alte tipuri de dispozitive. Uz practic au găsit doar frecvențemetre folosind un circuit rezonant, numit wavemetre rezonante. Aceste instrumente simple acoperă intervalul de frecvență de la sute de kiloherți la sute de gigaherți. O diagramă simplificată a unui wavemetru rezonant cu o buclă este prezentată în fig. 8.8. O tensiune de frecvență necunoscută fx este furnizată prin bobina de cuplare Lcv unui circuit format din bobine exemplificative L și condensator variabil C Circuitul este reglat prin modificarea capacității.Starea de rezonanță este determinată de un dispozitiv magnetoelectric de tensiunea maximă pe partea bobinei. Valoarea frecvenței măsurate este citită de pe scara condensatorului.

Eroarea de măsurare a frecvenței cu ajutorul wavemetrelor rezonante este determinată de următorii factori principali: eroarea de calibrare, instabilitatea frecvenței de rezonanță a sistemului oscilator, influența comunicării cu generatorul și indicatorul și inexactitatea fixării rezonanței. Eroarea de calibrare poate fi mare dacă există defecțiuni în mecanismul de reglare, care are un design destul de complex. Această eroare crește din cauza uzurii pieselor mecanismului, apariției distorsiunilor și jocurilor.

Datorită conexiunii cu indicatorul și sursa frecvenței măsurate, în rezonator sunt introduse rezistențe active și reactive. O creștere a pierderilor active reduce factorul de calitate, iar variabilitatea reactanțelor introduse duce la o schimbare a rezonanței. Reducerea erorilor datorate influenței indicatorului și a sursei de semnal se realizează prin reducerea conexiunii. Dar în acest caz, tensiunea furnizată detectorului scade și amplificatoarele trebuie introduse în circuit după detector.